Téléchargez un préamplificateur pour lm833 avec commandes pour les aigus et les basses, la balance et le volume. Commandes de tonalité dans les amplificateurs à tubes Réglage de la tonalité des graves et des aigus

Comme on le sait, la tension de sortie nominale des sources de signaux audiofréquences modernes (3Ch) ne dépasse pas 0,5 V, tandis que la tension d'entrée nominale de la plupart des amplificateurs de puissance 3Ch (UMZCH) est généralement de 0,7...1 V. Pour augmenter la tension du signal à un niveau qui garantit le fonctionnement normal de l'UMZCH, ainsi que pour faire correspondre les impédances de sortie des sources de signaux avec son impédance d'entrée, des préamplificateurs 3CH sont utilisés. En règle générale, c'est dans cette partie du chemin de reproduction sonore que sont réglés le volume, le timbre et la balance stéréo.
Les principales exigences des préamplificateurs sont une faible distorsion non linéaire du signal (distorsion harmonique - pas plus de quelques centièmes de pour cent) et un faible niveau relatif de bruit et d'interférences (pas supérieur à -66...-70 dB), ainsi que capacité de surcharge suffisante.
Toutes ces exigences sont largement satisfaites par le préamplificateur du Moscovite V. Orlov (il a pris comme base le circuit amplificateur AU-X1 de la société japonaise "Sansui"). Les tensions nominales d'entrée et de sortie de l'amplificateur sont respectivement de 0,25 et 1 V, le coefficient harmonique dans la plage de fréquences de 20 Hz à la tension de sortie nominale ne dépasse pas 0,05 % et le rapport signal/bruit est de 66 dB. Amplificateur d'impédance d'entrée, limites de contrôle de tonalité (aux fréquences 100 et 10 000 Hz) de -10 à +6 dB. L'appareil est conçu pour fonctionner avec UMZCH dont l'impédance d'entrée est d'au moins 5 kOhm.
Amplificateur (sur la figure 1)

montre un diagramme schématique de l'un de ses canaux) se compose d'une source suiveuse sur le transistor VT1, d'un contrôle de tonalité passif dit en pont (éléments R6-R11.1, C2-C8) et d'un amplificateur de tension de signal symétrique à trois étages. Le contrôle du volume - résistance variable R1.1 - est inclus à l'entrée de l'amplificateur, ce qui réduit le risque de surcharge. Le timbre dans la région des fréquences inférieures de la gamme audio est régulé par une résistance variable R7.1, dans la région des fréquences supérieures par une résistance variable R11.1 (les résistances R7.2 et R11.2 sont utilisées dans d'autres
canal d'amplificateur). Le coefficient de transfert d'un amplificateur symétrique est déterminé par le rapport des résistances R18, R17 et, avec les valeurs indiquées sur le schéma, est d'environ 16. Le mode de fonctionnement des transistors de l'étage final (VT6, VT7 ) est déterminé par la chute de tension créée par les courants de collecteur des transistors VT4, VT5 sur les diodes VD1 connectées dans le sens direct - VD3. La résistance ajustable R15 sert à équilibrer l'amplificateur. L'amplificateur peut être alimenté soit par la source qui alimente l'UMZCH, soit par n'importe quel redresseur non stabilisé avec des tensions de sortie de +18...22 et -18...22 V.
Une version possible du circuit imprimé pour un canal de l'appareil est illustrée à la Fig. 2. Il est constitué d'un stratifié de fibre de verre d'une épaisseur de 1,5 mm et est conçu pour l'installation de résistances MLT et SP4-1 (R15), de condensateurs MBM (C1, C4, C8, C11), BM-2 (SZ, C5-C7) et K50-6, K50-16 (repos). Les condensateurs MBM et BM-2 sont montés verticalement sur la carte (l'une de leurs bornes est étendue à la longueur localement requise à l'aide d'un fil étamé d'un diamètre de 0,5... 0,6 mm). Double résistance variable R1 de tout type du groupe B, résistances R7 et R11 - groupe B. Les transistors KP303D peuvent être remplacés par KP303G, KP303E, le transistor KP103M par KP103L, les transistors KT315V et KT361V-transistors de ces séries avec indice G. Effet de champ les transistors doivent être sélectionnés en fonction du courant de drain initial qui, à la tension Uс=8 V, ne doit pas dépasser 5,5...6,5 mA. Les diodes D104 sont complètement interchangeables avec les diodes des séries D220, D223, etc.
Le réglage se résume à mettre la résistance trimmer R15 à tension nulle en sortie et à sélectionner la résistance R18 jusqu'à obtenir une tension de sortie égale à 1 V à une tension d'entrée de 250 mV avec une fréquence de 1000 Hz (les curseurs des résistances R7 , R11 sont en position médiane et la résistance R1 est en position haute dans le circuit ).
Un inconvénient important de celui décrit, ainsi que de nombreux autres dispositifs similaires utilisant des transistors, est le nombre relativement grand d'éléments et, par conséquent, les dimensions assez grandes de la carte de circuit imprimé. Les préamplificateurs basés sur des amplificateurs opérationnels (amplis opérationnels) sont beaucoup plus compacts. Un exemple est un appareil développé par le Moscovite Yu. Solntsev basé sur l'ampli opérationnel à usage général K574UD1A (Fig. 3).

Ses études ont montré que le coefficient de distorsion harmonique de cet ampli opérationnel dépend fortement de la charge :
tout à fait acceptable lorsque sa résistance est supérieure à 100 kOhm, elle augmente jusqu'à 0,1% lorsque la résistance de charge diminue jusqu'à 10 kOhm. Pour obtenir des distorsions non linéaires suffisamment faibles, l'auteur a ajouté à l'ampli-op spécifié un amplificateur dit parallèle, caractérisé par l'absence pratique de distorsion « en escalier », même sans rétroaction négative (NFB). Avec OOS, le coefficient harmonique ne dépasse pas 0,03 % dans toute la gamme de fréquences audio avec une résistance de charge supérieure à 500 Ohms.
Les autres paramètres du préamplificateur sont les suivants : tension nominale d'entrée et de sortie 250 mV, rapport signal sur bruit d'au moins 80 dB, capacité de surcharge 15 dB.
Comme le montre le schéma, l'appareil se compose d'un amplificateur linéaire avec une réponse en fréquence horizontale utilisant l'ampli opérationnel DA1 et les transistors VT1 - VT4 (amplificateur "parallèle") et d'un contrôle de tonalité en pont passif (éléments R12 - R14, R17-R19, C6-C9). Si nécessaire, ce régulateur peut être exclu du chemin à l'aide du relais K1 (le signal dans ce cas est retiré du diviseur de tension R10R11). Le coefficient de transmission de l'amplificateur est déterminé par le rapport entre la résistance de la résistance R3 et la résistance totale des résistances R2, R4. Le régulateur en pont n'a pas de particularités. Aux fréquences inférieures, le timbre est ajusté avec une résistance variable R18.1, aux fréquences plus élevées avec une résistance R13.1. Les résistances R12, R14 empêchent les montées et descentes monotones de la réponse en fréquence en dehors de la plage de fréquence nominale de l'amplificateur. Pour un fonctionnement normal du contrôle de tonalité, la résistance de charge doit être d'au moins 50 kOhm.
Lorsque vous travaillez avec une source de signal dont la tension de sortie contient une composante constante, il est nécessaire d'activer un condensateur de séparation à l'entrée de l'amplificateur (représenté dans le schéma en lignes pointillées).
Toutes les parties de l'amplificateur, à l'exception des éléments de contrôle de tonalité, sont montées sur un circuit imprimé en fibre de verre. La carte est conçue pour monter des résistances MLT, SP4-1 (R4), des condensateurs K53-1a, K53-18 (C1, C4), KM-6b (C2, C3, C5, C6) et MBM (autres). Résistances variables doubles R13 et R18 - tout type de groupe B. Les éléments de contrôle de tonalité sont montés directement sur leurs bornes et connectés à la carte avec des fils blindés.
Au lieu de ceux indiqués sur le schéma, les transistors KT3107I, KT313B, KT361K (VT1, VT4) et KT312V, KT315V (VT2, VT3) peuvent être utilisés dans l'amplificateur. Relais K1 - marque RES60 (passeport RS4.569.436) ou tout autre avec des dimensions et un courant et une tension de fonctionnement appropriés. Diode VD1 - toute avec une tension inverse admissible d'au moins 50 V. Pour la connexion au chemin d'amplification, un connecteur détachable MPH14-1 est utilisé (sa fiche est installée sur la carte).
Pour alimenter l'amplificateur, une alimentation bipolaire est nécessaire, capable de fournir un courant d'environ 30 mA à la charge avec une tension d'ondulation ne dépassant pas 10 mV (sinon, si l'installation échoue, un arrière-plan visible peut apparaître).
Le réglage de l'amplificateur revient à régler le rapport de transmission requis avec et sans contrôle de tonalité connecté. Dans le premier cas, le résultat souhaité est obtenu en modifiant la résistance de la résistance d'accord R4 (et, si nécessaire, en sélectionnant la résistance R2), dans le second, en sélectionnant la résistance R11.
L'amplificateur est conçu pour fonctionner avec UMZCH, décrit dans l'article de Yu. Solntsev « Amplificateur de puissance de haute qualité » (Radio, 1984, n° 5, pp. 29-34). Le contrôle du volume (double résistance variable du groupe B d'une résistance de 100 kOhm) est enclenché dans ce cas entre son entrée et la sortie du préamplificateur. La même résistance, mais du groupe A, est utilisée comme régulateur d'équilibre stéréo (l'une de ses bornes extérieures et la sortie du moteur dans chaque canal sont connectées au curseur de contrôle du volume, et l'autre borne extérieure est connectée à l'entrée UMZCH).
Ces dernières années, l'industrie a maîtrisé la production de circuits intégrés (CI KM551UD, KM551UD2), spécialement conçus pour fonctionner dans les étages d'entrée des chemins audiofréquences des équipements radio domestiques (préamplificateurs-correcteurs de lecteurs électriques, amplificateurs pour l'enregistrement et la lecture de magnétophones, amplificateurs de microphone, etc.). Ils se distinguent par un niveau réduit de bruit propre, une faible distorsion harmonique et une bonne capacité de surcharge.
En figue. 5

Le schéma de circuit d'un préamplificateur basé sur le circuit intégré KM551UD2 est présenté (proposé par le Moscovite A. Shadrov). Ce circuit intégré est un ampli-op double avec une tension d'alimentation de ±5 à ±16,5 V. Un circuit intégré d'indice A diffère d'un dispositif d'indice B par la moitié de la tension de mode commun d'entrée (4 V) et de la tension de bruit normalisée référencée. à l'entrée (pas plus de 1 μV avec une résistance de la source de signal de 600 Ohms ;
pour le KM551UD2B, ce n'est pas normalisé).
Les tensions nominales d'entrée et de sortie de cet amplificateur sont les mêmes que celles du dispositif selon le circuit de la Fig. 1, distorsion harmonique dans la gamme de fréquences 20..Hz pas plus de 0,02%, rapport signal/bruit (non pondéré) 90 dB, plage de contrôle du volume et du timbre (aux fréquences 60 et 16 000 Hz) respectivement 60 et ± 10 dB, atténuation de transition entre les canaux dans la gamme de fréquences 100..Hz pas moins de 50 dB. Les résistances d'entrée et de sortie de l'amplificateur sont respectivement de 220 et 3 kOhm.
Le contrôle de tonalité du pont est inclus dans ce cas dans le circuit OOS, couvrant l'ampli-op DA1.1 (ci-après, les numéros de broches du deuxième ampli-op du microcircuit sont indiqués entre parenthèses). A l'entrée se trouve un contrôle de volume à compensation fine sur une résistance variable R2.1 avec une prise provenant d'un élément conducteur. La compensation du volume sonore (augmentation des composants basse fréquence à de faibles niveaux de volume) peut être désactivée à l'aide du commutateur SA1.1. Le fonctionnement stable du CI KM551UD2 (sa réponse en fréquence comporte trois courbures) est assuré par le condensateur C7 et le circuit R5C5, dont les valeurs sont sélectionnées pour le coefficient de transfert Ki = 10 (le taux d'augmentation de la tension de sortie avec une telle amplification atteint 3...4 V/μs). Les condensateurs C12, C13 empêchent l'amplificateur de s'interconnecter avec d'autres appareils sur le chemin lorsqu'il est alimenté par une source commune. La résistance variable R12.1 (dans un autre canal R12.2) régule la balance stéréo.
Toutes les parties de l'amplificateur, à l'exception des résistances variables R2, R7, R11 et du commutateur SA1, sont montées sur un circuit imprimé en feuille de fibre de verre. Il est conçu pour l'installation de résistances MLT, condensateurs MBM (C1, C10), BM-2 (SZ-S5, C11), KM (C6, C7, C12, C13) et K50-6, K50-16 (autres) . Les condensateurs MBM et BM-2 sont montés verticalement. Toutes les résistances variables doubles du groupe A conviennent à la régulation du volume et de la balance stéréo ; les résistances du groupe B conviennent à la régulation de la tonalité. L'amplificateur ne nécessite aucun réglage.
Comme on le sait, la réponse en fréquence des commandes de tonalité du pont a des fréquences d'inflexion fixes. Par conséquent, seule la pente des sections de réponse en fréquence à gauche et à droite de ces fréquences est ajustée en douceur et sa valeur maximale ne dépasse pas 5. ...6 dB par octave. Pour obtenir les limites requises du contrôle de la tonalité aux fréquences supérieures et inférieures de la plage audio, les fréquences d'inflexion doivent être sélectionnées dans la région des moyennes fréquences. Un tel régulateur est inefficace s'il est nécessaire de supprimer les interférences basses ou hautes fréquences dans le spectre du signal. Par exemple, avec une fréquence angulaire de 2 kHz, le contrôle de tonalité peut réduire le niveau d'interférence avec une fréquence de 16 kHz de 15 dB, tout en atténuant en même temps les composantes spectrales de 8 et 4 kHz de 10 et 5 dB, respectivement. Il est clair que dans un tel cas, ce n'est pas une issue, donc pour supprimer les interférences aux bords du spectre, des filtres passe-bas (LPF) et passe-haut (HPF) commutables avec une grande pente de réponse en fréquence en dehors du les bandes de transparence sont parfois utilisées pour supprimer les interférences. Cependant, même dans ce cas, le résultat souhaité n'est pas toujours atteint, car ces filtres ont généralement des fréquences de coupure fixes. C'est une autre affaire si les filtres sont réglables en fréquence. Ensuite, en déplaçant progressivement les limites de la plage de fréquences transmise dans la direction souhaitée, il sera possible de « supprimer » les interférences au-delà de ses limites sans affecter la forme de la réponse en fréquence dans la plage. D'ailleurs, il est conseillé de rendre ces filtres non commutables : ils aideront à lutter contre les interférences infra-basse fréquence provenant du mécanisme d'un lecteur électrique insuffisamment avancé.

PRÉAMPLIFICATEUR STÉRÉO

E. Deviatov
Récemment, les radioamateurs ont accordé une attention croissante aux amplificateurs de puissance audio de haute qualité. Cependant, la qualité du chemin de reproduction sonore est grandement influencée par le préamplificateur, qui doit avoir une faible distorsion harmonique, un faible bruit propre, une capacité de surcharge élevée, ainsi qu'une bonne adaptation avec diverses sources de signaux de fréquence audio. Le préamplificateur stéréo proposé répond largement à ces exigences. Il est conçu pour fonctionner avec n'importe quel amplificateur de puissance ayant une sensibilité de 0,5...1 V et une impédance d'entrée d'au moins 1 kOhm. Une particularité de l'amplificateur est l'absence de clics lors de l'activation et de la désactivation de tous les boutons de commande.

Le signal d'entrée va à la résistance variable R1, qui est un régulateur d'équilibre, et de son curseur à la grille du transistor à effet de champ VT1, qui est connecté par la source suiveuse. Le suiveur de source assure l'impédance d'entrée élevée de l'amplificateur et le fonctionnement normal du contrôle de volume à compensation fine. Depuis la source du transistor VT1, le signal va à la résistance variable R6, qui sert de contrôle de volume, et son curseur va à l'entrée d'un amplificateur de tension réalisé sur les transistors VT2 et VT3 de structures différentes. Le gain de cet étage est de 22 dB.
Depuis le collecteur du transistor VT3, le signal est fourni aux commandes de tonalité, puis à un autre amplificateur de tension sur les transistors VT4 et VT5, qui compense l'affaiblissement du signal au niveau de l'unité de commande de tonalité sonore. Le timbre du son aux basses fréquences est régulé par la résistance variable R22, aux fréquences plus élevées - avec la résistance R27.
Le bouton SB1 active la compensation de volume effectuée sur la résistance R6 sans appuyer. Utilisez le bouton SB2 pour passer le canal de l'amplificateur en mode « Mono ». Le bouton SB3 active le filtre passe-bas avec une fréquence de coupure de 10 kHz, et le bouton SB5 active le filtre passe-bas avec une fréquence de coupure de 60 Hz. La pente de la réponse en fréquence des filtres est de 6 dB/octave. Le bouton SB4 désactive les commandes de tonalité pour obtenir une réponse en fréquence linéaire. Les deux canaux du préamplificateur sont alimentés par une source stabilisée de 20 V CC. La consommation de courant maximale est de 50 mA.
Construction et détails. L'amplificateur est assemblé sur un circuit imprimé mesurant 135x50 mm (Fig. 2) à partir d'une feuille stratifiée de fibre de verre simple face d'une épaisseur de 1,5 mm. Toutes les résistances fixes sont MLT-0,25, les résistances variables sont doubles SPZ-ZOg. Les résistances R6, R22 et R27 doivent être du groupe B et R1 - du groupe A. Résistance ajustable R34-SP-5. Condensateurs - K50-6 et KM. Interrupteurs à bouton-poussoir P2K.
Le transistor KP303G peut être remplacé par n'importe lequel de la même série. Au lieu du KT3102D, vous pouvez utiliser des transistors de la même série avec les indices de lettres A, B, V, KT315 (B, D) ou KT342 (A, B), au lieu des transistors KT3107D-KD3107 (B, D, E, F) , KT361 (B, D) ou KT502 (B, G).

La configuration d'un amplificateur commence par vérifier qu'il n'y a pas d'erreurs dans l'installation. Mettez ensuite sous tension et sélectionnez la résistance R3 pour régler la tension à la source du transistor VT1 sur 8...9 V. Ensuite, un signal avec une fréquence de 1 000 Hz et une tension de 250 mV est fourni à l'entrée du Générateur, et un oscilloscope et un voltmètre à haute résistance sont connectés à la sortie. Les curseurs de contrôle du volume et de la tonalité sont réglés sur la position supérieure selon le schéma, et le contrôle de la balance sur la position médiane. À l'aide de la résistance d'ajustement R34, la tension à la sortie de l'amplificateur est réglée sur 1 V et la tension du générateur est augmentée jusqu'à ce qu'un écrêtage du signal bidirectionnel se produise. La limitation symétrique du signal à la sortie de l'amplificateur est obtenue en sélectionnant la résistance R12. Si nécessaire, la résistance R29 peut être sélectionnée avec plus de précision.
Le coefficient de distorsion harmonique, indiqué dans les principales caractéristiques techniques du préamplificateur décrit, a été mesuré par un distorsimètre non linéaire automatique S6-7, et le générateur GZ-112-1 a été utilisé comme source de signal d'entrée.

L'intérêt croissant pour la reproduction sonore de haute qualité ces dernières années a conduit à la parution d'un certain nombre d'articles consacrés à la conception de divers amplificateurs basse fréquence monophoniques et stéréophoniques. Outre les nombreuses qualités positives de ces appareils, la plupart d'entre eux présentent un inconvénient commun : une faible profondeur (environ 12 dB) de contrôle du timbre des fréquences sonores supérieures et surtout inférieures. L'unité de contrôle de tonalité de ces amplificateurs est généralement réalisée à l'aide d'un circuit en pont RC et est connectée entre les blocs préliminaires et finaux de l'amplificateur. Avec cette conception de circuit, le préamplificateur nécessite un gain important et une grande amplitude du signal de sortie, ce qui conduit finalement à une augmentation des distorsions non linéaires et à une détérioration d'un certain nombre d'autres paramètres de l'amplificateur.

Parfois, le contrôle de la tonalité est effectué dans le circuit de rétroaction négative local parallèle ou série d'un amplificateur à un étage. Cependant, dans une telle cascade, avec une augmentation maximale du gain, il n'y a pratiquement pas de rétroaction négative, ce qui ne contribue pas non plus à obtenir des performances de haute qualité de l'amplificateur.

L'article publié ci-dessous porte à la connaissance des lecteurs une description d'un amplificateur de dix watts, constitué d'une correction préliminaire et de blocs amplificateurs finaux. Dans celui-ci, l'augmentation des fréquences audio supérieures et inférieures est respectivement égale à 20 et 24 dB et est effectuée dans le circuit de rétroaction général du préamplificateur. Dans le même temps, la profondeur de la rétroaction négative globale reste presque inchangée sur toute la plage de contrôle de tonalité et s'élève à 26 dB.

La réduction du gain aux fréquences extrêmes de la plage de fonctionnement est assurée par des filtres RL et RC connectés entre les blocs d'amplification. Dans ce cas, il y a une légère diminution (de 6 à 8 dB) de la profondeur de la rétroaction globale aux limites de la plage de fréquences de fonctionnement uniquement avec une atténuation de gain maximale.

Pour ajuster la tonalité aux fréquences sonores inférieures et supérieures, des résistances SP-1-A ou SP-11-A largement disponibles sont utilisées avec des modifications mineures, qui peuvent être facilement réalisées par les radioamateurs. Grâce à cette modification et à l'utilisation de la propriété élastique du contact glissant, il devient également possible de régler avec précision les résistances variables en position médiane, correspondant à la réponse en fréquence plate du coefficient de transmission de l'amplificateur.

Le contrôle de tonalité profonde utilisé dans l'amplificateur proposé à nos lecteurs présente des avantages significatifs par rapport à tous les autres types de réglages connus. Il offre une distorsion non linéaire minimale, un faible bruit, une stabilité élevée, une impédance de sortie constante et ne nécessite l'utilisation d'aucune mesure spéciale pour garantir la stabilité de l'amplificateur.

Les caractéristiques de fréquence des commandes de tonalité sont présentées sur la Fig. 1. Les lignes pleines montrent les caractéristiques obtenues dans la région des fréquences inférieures lorsque le curseur de contrôle de tonalité pour les fréquences audio supérieures est réglé en position médiane, et dans la région des fréquences supérieures lorsque le curseur de contrôle de tonalité pour les fréquences audio inférieures est installé en position centrale. position médiane. La ligne pointillée montre les caractéristiques de fréquence obtenues lors du réglage des curseurs de contrôle de tonalité sur des positions extrêmes (pour augmenter ou diminuer le gain). De la fig. 1 montre que l'augmentation du gain à une fréquence de 100 Hz est de 16 dB et à une fréquence de 20 Hz - 24 dB.

Riz. 1. Caractéristiques de fréquence des commandes de tonalité.

L'augmentation du gain à 10 kHz est de 16 dB et à 20 kHz, de 20 dB. La puissance de sortie maximale sans distorsion de l'amplificateur est de 10 W pour une tension d'entrée de 250 mV. La plage de fréquences de fonctionnement de l'amplificateur est de 20 à 20 000 Hz avec une irrégularité de réponse en fréquence inférieure à ±0,3 dB. Les distorsions non linéaires dans la gamme de fréquences 100-8 000 Hz ne dépassent pas 1,2 %. Impédance d'entrée 100-150 kOhm selon la position du curseur de contrôle de gain. Impédance de sortie 0,1 Ohm. Le niveau sonore est d'environ - 80 dB.

Le schéma de principe de l'amplificateur est présenté sur la Fig. 2. Le préamplificateur est assemblé sur des transistors haute fréquence T1-T3, garantissant des valeurs constantes de la résistance d'entrée et de la profondeur du retour général sur toute la plage de fréquences de fonctionnement.

Riz. 2. Schéma schématique de l'amplificateur.

Lors de l'utilisation de transistors en alliage, par exemple P28, en combinaison avec des transistors MP41A, la constance de ces paramètres n'est pas garantie en raison d'une diminution du gain de courant aux fréquences supérieures à 7-10 kHz.

Les trois transistors du préamplificateur sont connectés selon une conception à couplage direct et sont couverts par une rétroaction CC locale et commune profonde. Le retour créé par les résistances R2 et R3 stabilise les modes de fonctionnement des transistors T1-T3 en termes de courant, et le retour créé par la résistance R9, connectée entre le collecteur du transistor T3 et l'émetteur du transistor T2, stabilise le potentiel collecteur du transistor T3 à courant constant. Ces connexions de rétroaction permettent d'utiliser des transistors avec un gain de courant étalé de 20 à 200 dans le préamplificateur, assurant une grande stabilité de leurs modes de fonctionnement lorsque la température ambiante passe de -20 °C à +50 °C. Le circuit de rétroaction CC créé par la résistance R9 est également utilisé dans le circuit de rétroaction CA. Le fait est qu'une partie du courant de sortie traverse la résistance R9, sous l'influence de laquelle une tension alternative de contre-réaction générale négative se forme sur la résistance R6, connectée au circuit émetteur du transistor T2. Le retour général utilisé ici a une propriété très utile : à l'aide de la résistance R6 incluse dans le circuit, vous pouvez régler le gain de tension de l'amplificateur sur une large plage, laissant la profondeur du retour général pratiquement inchangée. C'est cette propriété qui est utilisée pour augmenter le gain aux fréquences supérieures et inférieures de la plage de fonctionnement.

La constance de la profondeur de la rétroaction négative globale lorsque le gain de l'amplificateur de rétroaction change peut être expliquée comme suit.

La résistance R6 dans le circuit émetteur du transistor T2 est un élément de rétroaction négative locale. Dans le même temps, il est inclus dans le circuit général de rétroaction négative, puisqu'une partie du courant de sortie le traverse le long du circuit R9-R6. Lorsque la résistance dans le circuit émetteur du transistor T2 diminue, en raison du shuntage de la résistance R6 avec le circuit R7-1L1C5 ou R8-]C6, le coefficient de transmission du circuit de rétroaction générale diminue. Dans le même temps, le gain de la cascade sur le transistor T2 augmente proportionnellement en raison d'une diminution de la profondeur du feedback série local.

On sait qu'avec une contre-réaction suffisamment importante, sa profondeur est égale au produit du coefficient de transmission du circuit de contre-réaction générale et du gain de l'amplificateur sans contre-réaction générale. Étant donné que, à mesure que la résistance dans le circuit émetteur du transistor T2 diminue, ces coefficients changent en proportion inverse, leur produit, et donc la profondeur de la rétroaction négative globale, restera inchangé et le gain de l'amplificateur de rétroaction augmentera en raison des changements de la profondeur des commentaires locaux. À mesure que la résistance dans le circuit émetteur T2 augmente, les coefficients ci-dessus changeront également inversement, de sorte que la profondeur de la rétroaction globale restera à nouveau inchangée.

Un test expérimental de l'amplificateur a montré qu'en ajustant la résistance dans le circuit émetteur du transistor T2, il est possible de modifier le gain de l'amplificateur d'un facteur 20 ou plus. Dans ce cas, la profondeur du feedback global ne change que de 20 à 30 %.

Une augmentation du gain à des fréquences plus élevées est obtenue en utilisant le condensateur C6 connecté en parallèle avec la résistance R6 via une résistance variable R8-1. À mesure que la fréquence augmente, la capacité du condensateur C6 diminue et, avec la résistance R8-1 complètement déconnectée, elle shunte de plus en plus la résistance R6. Cela permet d'obtenir une augmentation de gain de 6 dB par octave dans la plage de fréquences de 1,3 à 16 kHz. Lorsque vous déplacez le curseur de la résistance variable R8 de la section R8-2, le gain aux fréquences plus élevées diminue. Lorsque R8-2=0, le condensateur C6 et la résistance R14 forment un filtre passe-bas RC connecté à la sortie du préamplificateur. À mesure que la résistance R8-2-1 augmente jusqu'à la section R8-2, le gain aux fréquences plus élevées augmente.

L'augmentation et la diminution du gain dans la région des basses fréquences sont obtenues à l'aide d'un circuit résonant en série L1C5 avec un facteur de qualité Q ≈ 1, accordé sur une fréquence de 20 à 30 Hz. Le gain est augmenté si le curseur de la résistance variable est situé dans la section R7-1 de la résistance R7, et la diminution est assurée dans la section R7-2 de la même résistance. Avec R7-2-0, la résistance R14 et la bobine L1 forment un filtre passe-haut.

Il convient de noter qu'avec cette méthode de réglage du gain à des fréquences audio plus élevées et plus basses, l'impédance de sortie du préamplificateur ne change pratiquement pas sur toute la plage de fonctionnement et ne dépend pas de l'ampleur de l'augmentation du gain aux bords de la plage, qui est importante pour faire correspondre le préamplificateur basse fréquence avec l'amplificateur final, cependant, étant donné que la valeur de la résistance d'entrée du transistor T2 diminue aux fréquences inférieures et supérieures proportionnellement à l'ampleur de l'augmentation du gain ; afin de pour maintenir sa constance sur toute la plage de fréquence de fonctionnement, la base du transistor devait être connectée à la sortie de l'émetteur suiveur monté sur le transistor T1. Les transistors T1 et T2 sont connectés selon le circuit d'un transistor composite. La résistance d'entrée de l'émetteur suiveur est d'environ 300 à 500 kOhm.

L'amplificateur final contient quatre étages d'amplification. Les premier et deuxième étages (transistors T4 et T5, respectivement) fonctionnent en mode amplification de tension, et les troisième et quatrième étages (transistors T6-T9) fonctionnent en mode amplification de courant.

Le circuit du bloc final de l'amplificateur LF présente quelques différences par rapport au circuit standard d'un amplificateur LF sans transformateur. En raison de l'introduction d'une rétroaction négative générale plus profonde sur le courant alternatif, les condensateurs SP, C14 et C15 ont dû être introduits dans l'amplificateur, à l'aide desquels son fonctionnement stable est assuré en dehors de la partie haute fréquence de la plage de fonctionnement.

Pour obtenir la plus grande efficacité possible. amplificateur à une tension d'alimentation dans le circuit émetteur du transistor T5, il n'y a pas de résistance de rétroaction série locale.

Pour stabiliser le courant de repos des transistors T6 - T8, deux diodes connectées en série sont incluses dans le circuit collecteur du transistor T5 : silicium et germanium. Dans le diagramme, ils sont représentés par une seule diode D1. Il faut que ces diodes aient un contact thermique avec les radiateurs du transistor T8 ou T9. Les fonctions d'une diode au silicium sont assurées par la transition collecteur-base du transistor KT315A (vous pouvez également utiliser d'autres transistors au silicium, par exemple MP116, MP113). Une diode DZPA est utilisée comme diode au germanium ; elle peut également être remplacée par n'importe quel transistor en alliage. S'il est nécessaire d'ajuster plus précisément le courant de repos des transistors T6-T9, la diode au germanium peut être shuntée avec une résistance d'une résistance de plusieurs centièmes. L'étage final de l'amplificateur utilise des transistors au silicium KT801B de relativement faible puissance, ce qui facilite grandement le fonctionnement des transistors finaux T6 et T7, car ils ont un gain de courant assez important V st = 10-30 à un courant de repos de 20-50 mA. Il n'est pas conseillé d'utiliser des transistors KT805 ou similaires, car à un courant allant jusqu'à 100 mA, ils ont Vst = 2-3, ce qui nécessite un courant de collecteur important de 20-40 mA des transistors pré-terminaux, et c'est justifié uniquement dans les amplificateurs d'une puissance supérieure à 25-30 W.

Avec une tension d'alimentation de 27 V, la résistance de la bobine acoustique du haut-parleur doit être de 6 ohms. Lors de la diminution ou de l'augmentation de cette résistance pour obtenir une puissance de sortie de 10 W, la tension d'alimentation doit être modifiée en conséquence. Cependant, il n'est pas conseillé de l'augmenter au-dessus de 30-33 V, car les éléments utilisés dans l'amplificateur ne sont pas conçus pour cela. L'amplificateur fonctionne bien à une tension réduite de 16 à 20 V, délivrant 4 à 7 W à la charge.

L'alimentation est constituée d'un transformateur abaisseur Tpl, d'un redresseur utilisant des diodes D4-D7 et d'un stabilisateur de tension assemblés à l'aide de transistors T10-T13 mais d'un circuit de compensation avec protection contre les courts-circuits dans la charge.

Riz. 3. Conception de la résistance convertie : 1 - la partie restante de la couche conductrice ; 2 - zones dont la couche conductrice a été retirée ; 3 - découpe dans un fer à cheval en getinax, sur laquelle est appliquée une couche conductrice ; 4 et 6 - pétales reliés aux extrémités de la couche conductrice ; 5 - pétale connecté au contact glissant

Détails. L'amplificateur utilise des résistances MLT-0.125 ou ULM-0.125. Condensateurs - MBM, BM-2 et K50-6. La bobine L1 est enroulée sur un cadre monobloc, placé dans un noyau OB-20, constitué de ferrite 2000NM avec un écart de 0,15-0,2. Son enroulement contient 1500 tours de fil PEV-1 0,1. Résistance de bobine CC 100-120 Ohm, inductance 0,8-1,3 G.

Les résistances variables R7-1, R7-2 et R8-1, R8-2 sont fabriquées conformément au croquis illustré à la Fig. 3, à partir de résistances variables SP-1-A ou SP-P-A avec une résistance de 2,4 à 3,3 kOhm. Lors des retouches, retirez l'écran de protection et l'axe avec le contact glissant des résistances. Les pétales 4 et 6 (Fig. 3) sont connectés à un ohmmètre. À l'aide d'un couteau bien aiguisé, retirez les bords de la couche conductrice afin qu'elle devienne plus étroite dans la partie médiane et s'étende uniformément vers les extrémités (la section de la couche conductrice le long de laquelle se déplace le contact glissant ne peut pas être retirée). Dans ce cas, la résistance de la résistance variable devrait légèrement augmenter. Ensuite, à l'aide d'un papier de verre très fin, ils commencent à effacer la partie restante de la couche conductrice à partir du milieu dans les deux sens selon un angle allant jusqu'à 100°-110° (200°-220° au total) afin que la couche conductrice dans la partie médiane est plus effacée que sur les bords. Vous devez vous efforcer de vous assurer que pendant le processus d'effacement, l'épaisseur de la couche restante diminue uniformément des extrémités vers le milieu et qu'il n'y a pas de sauts brusques dans le changement de résistance lorsque le contact glissant se déplace. Dans ce cas, l'augmentation du gain en décibels sera approximativement proportionnelle à l'angle de rotation du moteur à résistance variable.

Lors de l'effacement de la couche conductrice, vous devez surveiller en permanence l'aiguille de l'ohmmètre, qui s'écartera vers des résistances plus élevées. Une fois que l'ohmmètre a montré une résistance de 8 à 9 kOhm, l'effacement ultérieur doit être arrêté et une rainure transversale 3 (voir Fig. 3) de 3 à 4 mm de large et jusqu'à 0 de profondeur doit être découpée dans la partie médiane du fer à cheval getinax, sur laquelle est appliquée une couche conductrice de 5 à 1 mm, coupant la couche conductrice en deux parties électriquement isolées. Ensuite, l'axe avec le contact glissant est mis en place et, en le tournant, s'assurer que le contact glissant est fixé en position médiane lorsque son ressort heurte la rainure découpée 3. Si cette fixation n'est pas assez nette, la rainure doit être approfondi. Réglez ensuite le contact glissant en position médiane et, en connectant alternativement l'ohmmètre aux contacts 5, 6 et 5, 4 (Fig. 3), vérifiez la résistance entre eux. Cette résistance doit être égale à l'infini.

Ensuite, connectez l'ohmmètre aux contacts 5, 6 de la résistance variable et le contact coulissant de la position médiane est déplacé vers le début de la couche conductrice connectée au contact 6. Dans ce cas, l'aiguille de l'ohmmètre doit afficher une résistance d'environ 3 kOhm.

Cette section de résistance correspond à la résistance R7-1. Puis un ohmmètre est connecté aux contacts 5, 4, le contact glissant est déplacé de la position médiane jusqu'au début de la couche conductrice reliée au contact 4, la résistance de cette zone est mesurée et, en effaçant la couche conductrice avec du papier de verre fin en conformément aux recommandations ci-dessus, la résistance de cette zone est augmentée à 10 kOhm La section de résistance connectée à la broche 4 correspond à la résistance R7-2. Les résistances R8-1 et R8-2 sont réalisées de la même manière.

Le transformateur de puissance Tr-1 peut être réalisé sur n'importe quel noyau avec une section interne d'au moins 6 cm2, par exemple Ш20Х30. L'enroulement I contient 1270 tours de fil PEV 0,27, l'enroulement II - 930 tours de fil PEV 0,2 n, l'enroulement III - 270 tours de fil PEV 0,8-0,9.

Mise en place. La configuration de l'amplificateur commence par la vérification du redresseur. La tension de 27 V à la sortie du stabilisateur est fixée par la résistance variable R27. Ensuite, un ampèremètre avec une limite de mesure de 1,5-2 A est connecté à la sortie du stabilisateur et l'ampèremètre est utilisé pour garantir qu'il n'y a pas de courant lorsque la sortie du stabilisateur est court-circuitée.

Avant d'allumer le bornier de l'amplificateur, une charge équivalente y est connectée et les diodes D1 sont court-circuitées. La résistance R20 règle la tension à 12,5-13 V au collecteur du transistor T5. Ensuite, les diodes D1 sont sélectionnées pour que le courant consommé par l'amplificateur (en l'absence de signal à l'entrée) passe de 4-5 mA à 40-50 mA.

Le mode de fonctionnement du transistor T4 est fixé par la résistance R15 (voir tableau des modes de fonctionnement des transistors). Vérifier ensuite l'absence d'auto-excitation de l'amplificateur en dehors de la partie haute fréquence de la plage de fonctionnement et, si cela se produit, augmenter les capacités des condensateurs SI, C14 et C15 de 20 à 50 %. Avec une puissance de sortie de 10 W, le courant consommé par l'amplificateur à partir de la source d'alimentation doit être de 0,6 A et la tension à l'entrée du bornier doit être de -1,5-1,8 V.

Le bloc d'entrée de l'amplificateur de basse fonctionne immédiatement après la mise sous tension. Si l'inductance est élevée, alors la capacité du condensateur C5 doit être réduite à 50 μF. Une résistance de 100 Ohm doit être connectée en série avec la résistance R8-1.

L'amplificateur décrit fonctionne bien en stéréo.

Les commandes de tonalité peuvent être appariées mécaniquement ou à l'aide de commandes pas à pas à l'aide de commutateurs.

Dans ce cas, avec une faible profondeur de levage, des caractéristiques de fréquence avec un maximum aux fréquences de 20-30 Hz et 15-20 kHz peuvent être obtenues. Dans ce cas, les circuits de correction doivent être connectés à une partie de la résistance R6.

PRÉ-AMPLIFICATEUR SUR LM833
AVEC HF ET LF, RÉGULATEURS D'ÉQUILIBRE ET DE VOLUME.

Vous trouverez ci-dessous le schéma de circuit d'un préamplificateur implémenté à l'aide d'un ampli opérationnel LM833.

Deux trimères sont installés dans le circuit de rétroaction de l'étage d'entrée (P1 et P101 avec une valeur nominale de 100 kOhm), avec leur aide, vous pouvez régler le gain requis et pour que les niveaux des deux canaux soient les mêmes.

L'alimentation est fournie par une source bipolaire avec une tension de ±12 Volts. L'alimentation peut être assemblée à l'aide des stabilisateurs intégrés 78L12 et 79L12.

Source PCB du préamplificateur :

Disposition des éléments sur la carte préamplificateur du LM833 :

Sur la base de ces dessins, un circuit imprimé a été dessiné dans le programme Sprint Layout. Le format LAY est présenté ci-dessous :

Vue photo du circuit imprimé format LAY :

La planche est réalisée sous fibre de verre simple face, dimensions 60 x 140 mm.

Liste des éléments pour assembler un préamplificateur sur le LM833 :

Condensateurs :

470n – 4 pièces. (C1,C9,101,109)
10p – 2 pièces. (C2,102)
2M2 – 6 pièces. (C3,7,8,103,107,108)
15n – 2 pièces. (C4,104)
150n – 4 pièces. (C5,6,105,106)
68n – 2 pièces. (C10,110)
100 mF/25 V – 2 pièces. (C11,12)
100n – 2 pièces. (C13-16)

Puces:

LM833 – 2 pièces. (IC1,2)

Résistances :

1k – 2 pièces. (R1.101)
100k – 2 pièces. (R2.102)
39k – 4 pièces. (R3,4,103,104)
4k7 – 4 pièces. (R5,11,105,111)
1k2 – 4 pièces. (R6,7,106,107)
2k2 – 8 pièces. (R8-10,12,13,108-110)
47k – 2 pièces. (R14.114)
18 carats – 2 pièces. (R15.115)
15k – 2 pièces. (R16.116)
22k – 2 pièces. (R17.117)
GARNITURE 100k – 2 pcs. (P1.101)
SOLDE - 25k/N
BASSE - 25k/N
AIGUS - 25k/N
VOLUME-50k/G
Connecteurs IN, OUT, UCC - ARK500/3 – 3 pcs.

L'apparence de la carte assemblée est montrée dans l'image suivante :

Vous pouvez télécharger le schéma de principe d'un préamplificateur basé sur des puces LM833 avec commandes de volume, de balance, de haute et de basse fréquence en utilisant un lien direct depuis notre site Web. Taille du fichier – 0,48 Mo.

Le contrôle du volume et de la tonalité est construit sur une puce spécialisée avec contrôle quasi-tactile KR174XA54. Le contrôle du volume et de la tonalité stéréo est conçu pour être utilisé dans les équipements fixes et automobiles. les modes de fonctionnement sont assurés par quatre LED.

Toutes les fonctions de contrôle sont mises en œuvre à l'aide des boutons « +/- » et « SEL/NORM » via un contrôleur numérique interne. Le microcircuit assure le contrôle des fonctions :

«Volume» («VOLUME»);
« Intensité » (« INTENSITÉ »);
« Timbre HF » (« TREBLE ») ;
« Tonalité basse » (« BASS »);
"Équilibre"

Le bouton « SEL » fait défiler les modes suivants : VOLUME - BASS - TREBLE - BALANCE.

Lorsqu'il est allumé, le niveau de volume moyen (-30 dB) et la réponse en fréquence linéaire sont établis. Quelques secondes après la dernière pression sur n'importe quel bouton, le volume revient automatiquement en mode de contrôle du volume. La restauration de la moyenne (0 dB) lors du réglage des basses, des aigus et de la balance se fait en appuyant sur le bouton « NORM ». Le même bouton permet de changer les modes LOW/LOUDNESS (désactiver/activer la compensation du volume).

Le diagramme schématique du bloc de tonalité est présenté dans la figure ci-dessous :

Les commandes de volume et de tonalité sont assemblées sur la puce KR174XA54, et les appareils sont fabriqués sur la puce DA2.

Les LED HL1-HL4 proposent des modes de fonctionnement :

Compensation du volume sonore (HL1) ;

Contrôle de tonalité basse fréquence (HL2) ;

Contrôle de tonalité haute fréquence (HL3) ;

Ajustement de la balance (HL4).

Caractéristiques principales:

Plage de fréquence reproductible, Hz.................................................. ....... 20...20000

Tension d'alimentation, V................................................. ..................................... 9...16

Consommation de courant, mA.............................................. ..................................................... 12

Plage de contrôle du volume, dB........................................................ ....... .......... 70

Pas de contrôle du volume, dB................................................ ...... ............... 1.4

Plage de réglage de tonalité (HF, LF) et de balance, dB............................................ ± 12

Étape de réglage du timbre, de la balance, dB.................................................. ........... .......... 1,5

Coefficient de distorsion non linéaire, % ............................................ ....... 0,05

Facteur de séparation des canaux, dB.................................................. ....... ........ 60

Amplitude maximale du signal d'entrée, V............................................. ....... 2

Le régulateur peut être utilisé avec un amplificateur de puissance d'une sensibilité de 50...500 mV.

Tous les éléments du contrôle du volume et de la tonalité sont placés sur un circuit imprimé en feuille de fibre de verre simple face de 2 mm d'épaisseur (voir figure) :

I.I. Masyagin. Secrets de compétences en radioamateur

M. - SOLON-Presse, 2005

Aujourd'hui est juste une journée folle pour moi, tout se passe du premier coup.

Regardons maintenant le circuit de contrôle des basses et des aigus. Comme vous en avez probablement déjà l'habitude, je vais écrire ceci pas du tout difficile

Voici le schéma du régulateur

Pièces utilisées :

Condensateurs
C1,5 = 0,022 mf
C2,6 = 0,22 mf
C3,7 = 0,015 mf
C4,8 = 0,15 mf

Résistances
R1,2,5,6 = 47k
R4, 10 = 3,3k
R7,8,12,13 = 470
R9.11 = 4,7k

Le circuit est magnifique, le régulateur fonctionne très bien, il ne nécessite pas d’alimentation électrique. Par conséquent, vous réussirez. Bonne chance

Téléchargez un préamplificateur pour lm833 avec commandes pour les aigus et les basses, la balance et le volume. Commandes de tonalité dans les amplificateurs à tubes Réglage de la tonalité des graves et des aigus

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