Завантажити попередній підсилювач на lm833 з регуляторами вч і нч, балансу та гучності. Регулятори тембру в лампових підсилювачів Регулювання тембру НЧ вч

Як відомо, номінальна вихідна напруга сучасних джерел сигналу звукової частоти (3Ч) не перевищує 0,5 В, у той час як номінальна вхідна напруга більшості підсилювачів потужності 3Ч (УМЗЧ) зазвичай становить 0,7...1 В. Для підвищення напруги сигналу рівня, що забезпечує нормальну роботу УМЗЧ, і навіть узгодження вихідних опорів джерел сигналу з його вхідним опором служать попередні підсилювачі 3Ч. Як правило, саме в цій частині звуковідтворювального тракту здійснюються регулювання гучності, тембру та стереобалансу.
Основні вимоги до попередніх підсилювачів - малі нелінійні спотворення сигналу (коефіцієнт гармонік - не більше кількох сотих часток відсотка) та невеликий відносний рівень шумів та перешкод (не вище -66...-70 дБ), а також достатня перевантажувальна здатність.
Всім цим вимогам значною мірою відповідає попередній підсилювач москвича В. Орлова (за основу він взяв схему підсилювача AU-X1 японської фірми Sansui). Номінальна вхідна "і вихідна напруга підсилювача відповідно 0,25 і 1 В, коефіцієнт гармонік в діапазоні частот 20Гц при номінальній вихідній напрузі не перевищує 0,05 %, а відношення сигнал/шум 66 дБ. Вхідний опір підсилювачем, межі регулювання тембру (на частотах 100 і 10000 Гц) від -10 до +6 дБ. Пристрій призначений для роботи з УМЗЧ, вхідний опір якого не менше 5 кОм.
Підсилювач (на рис. 1)

зображена принципова схема одного з його каналів) складається з витокового повторювача на транзисторі VT1, так званого мостового пасивного регулятора тембру (елементи R6-R11.1, С2-С8) і симетричного трикаскадного підсилювача напруги сигналу. Регулятор гучності – змінний резистор R1.1 – включений на вході підсилювача, що зменшує ймовірність його перевантаження. Тембр в області нижчих частот звукового діапазону регулюють змінним резистором R7.1, в області вищих частот-змінним резистором R11.1 (резистори R7.2 і R11.2 використані в іншому
каналі підсилювача). Коефіцієнт передачі симетричного підсилювача визначається ставленням опорів резисторів R18, R17 і при зазначених на схемі номіналах дорівнює приблизно 16. Режим роботи транзисторів кінцевого каскаду (VT6, VT7) заданий падінням напруги, створюваним колекторними струмами транзисторів VT4, VD3. Підстроювальний резистор R15 служить для балансування підсилювача. Живити підсилювач можна як від джерела, що живить УМЗЧ, так і від будь-якого нестабілізованого випрямляча з вихідною напругою +18...22 і -18...22 ст.
Можливий варіант друкованої плати одного каналу пристрою зображено на рис. 2. Виготовлена ​​вона з фольгованого склотекстоліту товщиною 1,5 мм і розрахована на встановлення резисторів МЛТ та СП4-1 (R15), конденсаторів МБМ (С1, С4, С8, С11), БМ-2 (СЗ, С5-С7) та К50 -6, К50-16 (інші). Конденсатори МБМ і БМ-2 змонтовані на платі вертикально (один із їх висновків нарощують до необхідної за місцем довжини лудженим дротом діаметром 0,5...0,6 мм). Здвоєний змінний резистор R1 будь-якого типу групи В, резистори R7 і R11 - групи Б. Транзистори КП303Д можна замінити на КП303Г, КП303Е, транзистор КП103М-на КП103Л, транзистори КТ315В і КТ36 початковому струму стоку, який при напрузі Uсі = 8 не повинен виходити за межі 5,5 ... 6,5 мА. Діоди Д104 цілком замінні діодами серій Д220, Д223 тощо.
Регулювання зводиться до встановлення підстроювальним резистором R15 нульової напруги на виході та підбору резистора R18 до отримання при вхідній напрузі 250 мВ частотою 1000 Гц вихідної напруги, рівного 1 В (движки резисторів R7, R11 - в середньому, а резистора R1 - в середньому ).
Істотний недолік описаного, та й багатьох інших подібних пристроїв на транзисторах – порівняно велика кількість елементів і, як наслідок, досить великі габарити монтажної плати. Значно компактнішими виходять попередні підсилювачі на основі операційних підсилювачів (ОУ). Прикладом може бути пристрій, розроблений москвичем Ю. Солнцевим з урахуванням ОУ загального застосування К574УД1А (рис. 3).

Проведені ним дослідження показали, що коефіцієнт гармонік цього ОУ залежить від навантаження:
цілком прийнятний за її опору понад 100 кОм, він зростає до 0,1 % при зменшенні опору навантаження до 10 кОм. Для отримання досить малих нелінійних спотворень автор додав до зазначеного ОУ так званий паралельний підсилювач, який відрізняється практичною відсутністю спотворень типу "сходинка", навіть без негативного зворотного зв'язку (ООС). З ООС коефіцієнт гармонік вбирається у 0,03 % в усьому звуковому діапазоні частот при опорі навантаження понад 500 Ом.
Інші параметри попереднього підсилювача такі: номінальна вхідна та вихідна напруга 250 мВ, відношення сигнал/шум не менше 80 дБ, перевантажувальна здатність 15дБ.
Як видно із схеми, пристрій складається з лінійного підсилювача з горизонтальною АЧХ на ОУ DA1 і транзисторах VT1 - VT4 ("паралельний" підсилювач) та пасивного мостового регулятора тембру (елементи R12 - R14, R17 - R19, С6 - С9). Цей регулятор за потреби можна виключити з тракту за допомогою реле К1 (сигнал у цьому випадку знімають із дільника напруги R10R11). Коефіцієнт передачі підсилювача визначається ставленням опору резистора R3 до сумарного опору резисторів R2 R4. Мостовий регулятор особливостей немає. На нижчих частотах тембр регулюють змінним резистором R18.1, вищих - резистором R13.1. Резистори R12, R14 запобігають монотонному підйому та спаду АЧХ за межами номінального діапазону частот підсилювача. Для нормальної роботи регулятора тембру опір навантаження має бути не менше ніж 50 кОм.
При роботі з джерелом сигналу, вихідна напруга якого містить постійну складову, на вході підсилювача необхідно увімкнути розділовий конденсатор (на схемі зображено штриховими лініями).
Всі деталі підсилювача, крім елементів регулятора тембру, монтують на друкованій платі з фольгованого склотекстоліту. Плата розрахована на монтаж резисторів МЛТ, СП4-1 (R4), конденсаторів К53-1а, К53-18 (С1, С4), КМ-6б (С2, С3, С5, С6) та МБМ (інші). Здвоєні змінні резистори R13 і R18 - будь-якого типу групи Б. Елементи регулятора тембру монтують безпосередньо на їх висновках і з'єднують із платою екранованими проводами.
Замість зазначених на схемі підсилювача можна застосувати транзистори КТ3107І, КТ313Б, КТ361К (VT1, VT4) і КТ312В, КТ315В (VT2, VT3). Реле К1 - марки РЕМ60 (паспорт РС4.569.436) або будь-яке інше з відповідними габаритами та струмом та напругою спрацьовування. Діод VD1 - будь-який із допустимою зворотною напругою не менше 50 В. Для з'єднання з підсилювальним трактом застосований роз'ємний з'єднувач МРН14-1 (на платі встановлюють його вилку).
Для живлення підсилювача необхідне двополярне джерело живлення, здатне віддати в навантаження струм близько 30 мА при напрузі пульсації не більше 10 мВ (інакше при невдалому монтажі можлива поява помітного фону).
Регулювання підсилювача зводиться до встановлення необхідного коефіцієнта передачі з підключеним регулятором тембру без нього. У першому випадку необхідного результату домагаються зміною опору підстроювального резистора R4 (а якщо потрібно, то і підбором резистора R2), у другому-підбором резистора R11.
Підсилювач розрахований працювати з УМЗЧ, описаним у статті Ю. Солнцева " Високоякісний підсилювач потужності " ( " Радіо " , 1984, № 5, з. 29-34). Регулятор гучності (здвоєний змінний резистор групи опором О 100 кОм) включають в цьому випадку між його входом і виходом попереднього підсилювача. Такий же резистор, але групи А використовують як регулятор стереобалансу (один з його крайніх висновків і виведення движка в кожному каналі приєднують до двигуна регулятора гучності, а інший крайній висновок - до входу УМЗЧ).
В останні роки промисловість освоїла випуск інтегральних мікросхем (ІС КМ551УД, КМ551УД2), спеціально призначених для роботи у вхідних каскадах трактів звукової частоти побутової радіоапаратури (передсилювачах-коректорах електропрогравачів, підсилювачах запису та відтворення магнітофонів, мікрофонних). Їх відрізняють знижений рівень власних шумів, мінімальний коефіцієнт гармонік, відмінна перевантажувальна здатність.
На рис. 5

наведено схему попереднього підсилювача на ІВ КМ551УД2 (запропоновано москвичем А. Шадровим). Ця ІВ являє собою здвоєний ОУ з напругою живлення від ±5 до ±16,5 В. ІВ з індексом А відрізняється від приладу з індексом Б вдвічі меншою (4 В) вхідною синфазною напругою і нормованою наведеною до входу напругою шумів (не більше 1 мкВ) при опорі джерела сигналу 600 Ом;
у КМ551УД2Б воно не нормується).
Номінальна вхідна та вихідна напруги цього підсилювача такі ж, що й у пристрою за схемою на рис. 1, коефіцієнт гармонік в діапазоні частот 20..Гц не більше 0,02%, відношення сигнал/шум (незважене) 90 дБ, Діапазон регулювання гучності та тембру (на частотах 60 та 16000 Гц) відповідно 60 та ±10 дБ, перехідне згасання між каналами в діапазоні частот 100 Гц не менше 50 дБ. Вхідний і вихідний опори угілля відповідно 220 і 3 ком.
Мостовий регулятор тембру включений у цьому випадку ланцюг ООС, що охоплює ОУ DA1.1 (тут і далі в дужках вказані номери висновків другого ОУ мікросхеми). На вході включений тонкомпенсований регулятор гучності на змінному резистори R2.1 з відведенням від струмопровідного елемента. Тонкомпенсацію (підйом складових нижчих частот на малих рівнях гучності) можна відключити вимикачем SA1.1. Стійку роботу ІС КМ551УД2 (її АЧХ має три перегини) забезпечують конденсатор С7 і ланцюг R5C5, номінали яких обрані для коефіцієнта передачі Кі=10 (швидкість наростання вихідної напруги при такому посиленні досягає 3...4 В/мкс). Конденсатори С12 С13 запобігають взаємозв'язку підсилювача з іншими пристроями тракту при живленні від загального джерела. Змінним резистором R12.1 (в іншому каналі R12.2) регулюють стереобаланс.
Усі деталі підсилювача, крім змінних резисторів R2, R7, R11 та вимикача SA1, монтують на друкованій платі, виготовленій із фольгованого склотекстоліту. Розрахована вона на встановлення резисторів МЛТ, конденсаторів МБМ (С1, С10), БМ-2 (СЗ-С5, С11), KM (C6, С7, С12, С13) та К50-6, К50-16 (інші). Конденсатори МБМ та БМ-2 монтують вертикально. Для регулювання гучності та стереобалансу підійдуть будь-які здвоєні змінні резистори групи А, регулювання тембру - резистори групи Б. Налагодження підсилювач не вимагає.
АЧХ мостових регуляторів тембру мають, як відомо, фіксовані частоти перегину, тому плавно регулюється, по суті, тільки крутість ділянок АЧХ лівіше і правіше за ці частоти, причому її максимальне значення не перевищує 5...6 дБ на октаву. Для отримання необхідних меж регулювання тембру на вищих та нижчих частотах звукового діапазону частоти перегину доводиться вибирати в області середніх частот. Такий регулятор малоефективний у тому випадку, якщо необхідно придушити низько-або високочастотні перешкоди у спектрі сигналу. Наприклад, при частоті перегину 2 кГц регулятором тембру можна знизити рівень перешкоди частотою 16 кГц на 15-дБ, лише послабивши одночасно складові спектру 8 і 4 кГц відповідно на 10 і 5 дБ. Ясно, що в подібному випадку це не вихід зі становища, тому для придушення перешкод на краях спектру іноді використовують фільтри, що відключаються нижніх (ФНЧ) і верхніх (ФВЧ) частот з великою крутістю спаду АЧХ за межами смуги прозорості. Однак і в цьому випадку потрібний результат досягається далеко не завжди, тому що ці фільтри мають фіксовані частоти зрізу. Інша річ, якщо фільтри зробити перебудовуються за частотою. Тоді, плавно зміщуючи грааниці діапазону частот, що пропускаються в потрібну сторону, можна буде "вивести" перешкоду за його межі, не впливаючи при цьому на форму АЧХ всередині діапазону. До речі, такі фільтри доцільно зробити невідключними: вони допоможуть боротися з інфранізкочастотними перешкодами від механізму недостатньо досконалого пристрою, що програє.

ПОПЕРЕДНІЙ СТЕРЕОПІДСИЛЮВАЧ

Є. Дев'ятов
Останнім часом радіоаматори дедалі більшу увагу приділяють високоякісним підсилювачам потужності звукової частоти. Однак на якість звуковідтворювального тракту має великий вплив і попередній підсилювач, який повинен мати малий коефіцієнт гармонік, низький рівень власних шумів, високу перевантажувальну здатність, а також гарне узгодження з різними джерелами сигналу звукової частоти. Пропонований попередній стереопідсилювач значною мірою відповідає цим вимогам. Він призначений для спільної роботи з будь-яким підсилювачем потужності чутливістю 0,5...1 і вхідним опором не менше 1 ком. Особливістю підсилювача є відсутність клацань при включенні та вимкненні всіх кнопок управління.

Вхідний сигнал надходить на змінний резистор R1, що є регулятором балансу, а з його движка-на затвор польового транзистора VT1, включеного повторювачем. Історичний повторювач забезпечує високий вхідний опір підсилювача та нормальну роботу тонкомпенсованого регулятора гучності. З початку транзистора VT1 сигнал надходить на змінний резистор R6, що виконує функцію регулятора гучності, а його движка-на вхід підсилювача напруги, виконаного на транзисторах VT2 і VT3 різної структури. Коефіцієнт посилення цього каскаду 22 дБ.
З колектора транзистора VT3 сигнал подається на регулятори тембру, а потім ще один підсилювач напруги на транзисторах VT4 і VT5, що компенсує послаблення сигналу на вузлі регулювання тембру звуку. Тембр звуку за нижчими частотами регулюють змінним резистором R22, за вищими - резистором R27.
Кнопкою SB1 включають тонкомпенсацію, виконану на резистори R6 без відведення. Кнопкою SB2 перемикають канал підсилювача режим "Моно". Кнопкою SB3 включають ФНЧ із частотою зрізу 10 кГц, кнопкою SB5-ФВЧ із частотою зрізу 60 Гц. Крутизна спаду АЧХ фільтрів 6 дБ/октаву. Кнопкою SB4 відключають регулятори тембру для отримання лінійної АЧХ. Обидва канали підсилювача живляться від стабілізованого джерела постійного струму напругою 20 В. Максимальний струм споживання 50 мА.
Конструкція та деталі. Підсилювач зібраний на друкованій платі розмірами 135х50 мм (мал. 2) із одностороннього фольгованого склотекстоліту товщиною 1,5 мм. Усі постійні резистори МЛТ-0,25, змінні-здвоєні СПЗ-ЗОг. Резистори R6, R22 і R27 повинні бути групи, a R1 - групи А. Підстроювальний резистор R34-СП-5. Конденсатори - К50-6 та КМ. Кнопкові перемикачі П2К.
Транзистор КП303Г можна замінити на будь-якій серії. Замість КТ3102Д можна застосувати транзистори цієї серії з буквеними індексами А, Б, В, КТ315 (Б, Г) або КТ342 (А, Б), замість транзисторів КТ3107Д-КД3107 (Б, Г, Е, Ж), КТ361 (Б, Г) чи КТ502(Б, Г).

Налагодження підсилювача починають із перевірки відсутності помилок у монтажі. Далі на вхід подають від генератора сигнал частотою 1000 Гц напругою 250 мВ, а до виходу підключають осцилограф і високоомний вольтметр. Двигуни регуляторів гучності та тембру встановлюють у верхнє за схемою положення, а регулятора балансу - у середнє. Підстроювальним резистором R34 встановлюють на виході підсилювача напругу 1 і збільшують напругу генератора до тих пір, поки не настане двостороннє обмеження сигналу. Симетричності обмеження сигналу на виході підсилювача досягають підбором резистора R12. При необхідності точніше підбирають і резистор R29.
Коефіцієнт гармонік, зазначений в основних технічних характеристиках описаного підсилювача, вимірювався автоматичним вимірником нелінійних спотворень С6-7, а джерелом вхідного сигналу використовувався генератор ГЗ-112-1.

Зростаючий останніми роками інтерес до високоякісного звуковідтворення викликав поява у друку ряду статей, присвячених питанням конструювання різних монофонічних і стереофонічних підсилювачів НЧ. Поряд з багатьма позитивними якостями зазначених пристроїв більшість з них має одну загальну ваду - малу (близько 12 дБ) глибину регулювання тембру вищих і особливо нижчих звукових частот. Вузол регулювання тембру цих підсилювачів виконують зазвичай за RC-мостовою схемою і включають між попереднім і кінцевими блоками підсилювача. При такій побудові схеми від попереднього підсилювача потрібні велике посилення і велика амплітуда сигналу на виході, що призводить в кінцевому рахунку збільшення нелінійних спотворень і погіршення ряду інших параметрів підсилювача.

Іноді регулювання тембру здійснюють у ланцюзі місцевої паралельної або послідовної негативного зворотного зв'язку однокаскадного підсилювача. Однак у такому каскаді при максимальному підйомі посилення негативний зворотний зв'язок практично відсутня, що також сприяє отриманню високих якісних показників підсилювача.

У статті до уваги читачів пропонується опис десятиваттного підсилювача, що складається з попереднього коригувального і кінцевого підсилювальних блоків. У ньому підйом вищих та нижчих звукових частот дорівнює відповідно 20 і 24 дБ і здійснюється в ланцюзі загального зворотного зв'язку попереднього підсилювача. При цьому глибина загального негативного зворотного зв'язку залишається практично незмінною у всьому діапазоні регулювання тембру і становить 26 дБ.

Зниження посилення на крайніх частотах робочого діапазону забезпечується RL- та RC-фільтрами, включеними між підсилювальними блоками. При цьому має місце незначне зменшення (на 6-8 дБ) глибини загального зворотного зв'язку на краях робочого діапазону частот лише за максимального ослаблення посилення.

Для регулювання тембру на нижчих та найвищих звукових частотах використовуються широкодоступні резистори СП-1-А або СП-11-А з невеликою переробкою, яка може бути легко виконана радіоаматорами. Завдяки такій переробці та використанню пружної властивості ковзного контакту з'являється також можливість точної установки змінних резисторів у середнє положення, що відповідає плоскій частотній характеристикі коефіцієнта передачі підсилювача.

Застосоване в запропонованій увазі читачів підсилювача глибоке регулювання тембру має значні переваги перед іншими відомими видами регулювань. Вона забезпечує мінімальні нелінійні спотворення, малі шуми, високу стабільність, сталість вихідного опору і вимагає застосування будь-яких спеціальних заходів із забезпечення стійкості роботи підсилювача.

Частотні характеристики регуляторів тембру наведено на рис. 1. Суцільними лініями показані характеристики, отримані в області нижчих частот при встановленні в середнє положення двигуна регулятора тембру вищих звукових частот, а в області вищих частот при установці в середнє положення двигуна регулятора тембру нижчих звукових частот. Пунктиром показані частотні характеристики, отримані при встановленні двигунів регуляторів тембру в крайні положення (підйом або зниження посилення). З рис. 1 видно, що підйом посилення на частоті 100 Гц становить 16 дБ, але в частоті 20 Гц - 24 дБ.

Мал. 1. Частотні характеристики регуляторів тембру.

Підйом посилення на частоті 10 кГц дорівнює 16 дБ, але в частоті 20 кГц - 20 дБ. Максимальна викривлена ​​вихідна потужність підсилювача 10 Вт при напрузі на вході 250 мВ. Діапазон робочих частот підсилювача 20-20 000 Гц за нерівномірності частотної характеристики менше ±0,3 дБ. Нелінійні спотворення діапазоні частот 100- 8000 Гц вбирається у 1,2%. Вхідний опір 100-150 кОм в залежності від положення двигуна регулятора посилення. Вихідний опір 0,1 Ом. Рівень шуму близько – 80 дБ.

Принципова схема підсилювача наведено на рис. 2. Попередній підсилювач зібраний на високочастотних транзисторах Т1-Т3, що забезпечують сталість значень вхідного опору та глибини загального зворотного зв'язку у всьому діапазоні робочих частот.

Мал. 2. Принципова схема підсилювача.

При використанні сплавних транзисторів, наприклад П28, у поєднанні з транзисторами МП41А сталість зазначених параметрів не гарантується зниження коефіцієнта посилення по струму на частотах вище 7-10 кГц.

Всі три транзистори попереднього підсилювача включені за схемою з безпосереднім зв'язком між каскадами і охоплені глибокими місцевими та загальними зворотними зв'язками постійного струму. Зворотний зв'язок, створювана резисторами R2 і R3, стабілізує режими роботи транзисторів Т1-Т3 по струму, а зворотний, створювана резистором R9, включеним між колектором транзистора Т3 і емітером транзистора Т2, стабілізує потенціал колектора транзистора Т3. Зазначені зворотні зв'язки дозволяють використовувати в попередньому підсилювачі транзистори з розкидом коефіцієнта посилення струму від 20 до 200, забезпечуючи високу стабільність режимів їх роботи при зміні температури навколишнього середовища від -20 до +50 °С. Ланцюг зворотного зв'язку по постійному струму, створювана резистором R9, використовується і в ланцюзі зворотного зв'язку змінного струму. Справа в тому, що через резистор R9 протікає частина вихідного струму, під дією якого на резистори R6, включеному в ланцюг емітера транзистора Т2, утворюється змінна напруга загального негативного зворотного зв'язку. Застосований тут загальний зворотний зв'язок має одну дуже корисну властивість: за допомогою включеного в ланцюг резистора R6 можна в широких межах регулювати коефіцієнт посилення підсилювача за напругою, залишаючи практично незмінною глибину загального зворотного зв'язку. Саме ця властивість і використовується для підвищення посилення на вищих і нижчих частотах робочого діапазону.

Постійність глибини загального негативного зворотного зв'язку за зміни коефіцієнта посилення підсилювача зі зворотним зв'язком можна пояснити так.

Резистор R6 ланцюга емітера транзистора Т2 є елементом місцевої негативної зворотний зв'язок. Одночасно він включений у ланцюг загального негативного зворотного зв'язку, тому що через нього ланцюгом R9-R6 протікає частина вихідного струму. При зниженні опору ланцюга емітера транзистора Т2, внаслідок шунтування резистора R6 ланцюгом R7-1L1C5 або R8-] С6, зменшується коефіцієнт передачі ланцюга загального зворотного зв'язку. У той самий час пропорційно збільшується коефіцієнт посилення каскаду на транзисторі Т2 через зниження глибини місцевої послідовної зворотний зв'язок.

Відомо, що при досить великому негативному зворотному зв'язку глибина її дорівнює добутку коефіцієнта передачі ланцюга загального зворотного зв'язку на коефіцієнт посилення підсилювача без загального зворотного зв'язку. Так як при зменшенні опору в ланцюзі емітера транзистора Т2 ці коефіцієнти змінюються у зворотному пропорційній залежності, їх твір, а отже, і глибина загального негативного зворотного зв'язку залишатимуться незмінними, а коефіцієнт посилення підсилювача зі зворотним зв'язком збільшуватиметься за рахунок зміни глибини місцевого зворотного зв'язку . При збільшенні опору в ланцюзі емітера Т2 зазначені вище коефіцієнти також будуть змінюватися у зворотній залежності, внаслідок чого глибина загального зворотного зв'язку знову залишатиметься незмінною.

Експериментальна перевірка підсилювача показала, що, регулюючи опір ланцюга емітера транзистора Т2, можна змінювати коефіцієнт посилення підсилювача в 20 і більше разів. При цьому глибина загального зворотного зв'язку змінюється лише на 20-30%.

Підйом посилення на найвищих частотах досягається за допомогою конденсатора С6, підключеного паралельно резистору R6 через змінний резистор R8-1. Зі збільшенням частоти ємнісний опір конденсатора С6 зменшується і при повністю виведеному резисторі R8-1 все більшою мірою шунтує резистор R6. При цьому досягається підйом посилення 6 дБ на октаву в діапазоні частот від 13 до 16 кГц. При переміщенні двигуна змінного резистора R8 з ділянки R8-2 знижується посилення на найвищих частотах. При R8-2=0 конденсатор С6 разом з резистором R14 утворюють R-фільтр нижніх частот, включений на виході попереднього підсилювача. При збільшенні опору резистора R8-2-1 на ділянку R8-2 посилення на найвищих частотах збільшується.

Підйом і зниження посилення області нижчих частот досягається за допомогою послідовного резонансного контуру L1C5 добротністю Q ≈ 1, налаштованого на частоту 20 - 30 Гц. Підйом посилення забезпечується в тому випадку, якщо двигун змінного резистора знаходиться на ділянці R7-1 резистора R7, а зниження - на ділянці R7-2 того ж резистора. При R7-2-0 резистор R14 та котушка L1 утворюють фільтр верхніх частот.

Необхідно відзначити, що при такому способі регулювання посилення на вищих і нижчих звукових частотах вихідний опір попереднього підсилювача практично не змінюється у всьому робочому діапазоні і не залежить від величини підйому посилення на краях діапазону, що важливо для узгодження попереднього підсилювача НЧ з кінцевим, однак, оскільки величина вхідного опору транзистора Т2 зменшується на нижчих і вищих частотах пропорційно величині підйому посилення, для збереження його сталості у всьому робочому діапазоні частот базу транзистора довелося підключити до виходу емітерного повторювача, зібраного на транзисторі Т1. Транзистори Т1 та Т2 включені за схемою складеного транзистора. Вхідний опір емітерного повторювача близько 300-500 кОм.

Кінцевий підсилювач містить чотири каскади посилення. Перший і другий каскади (транзистори Т4 і Т5 відповідно) працюють у режимі посилення напруги, а третій та четвертий каскади (транзистори Т6-Т9) - у режимі посилення струму.

Схема кінцевого блоку підсилювача НЧ має деякі відмінності від стандартної схеми підсилювача безтрансформаторного НЧ. Через введення більш глибокого загального негативного зворотного зв'язку по змінному струму підсилювач довелося ввести конденсатори СП, С14 і С15, за допомогою яких забезпечується його стійка робота за межами високочастотної частини робочого діапазону.

Для отримання максимально можливого к.п.д. підсилювача при одному напрузі джерела живлення ланцюга емітера транзистора Т5 відсутня опір місцевої послідовної зворотний зв'язок.

Для стабілізації струму спокою транзисторів Т6 - Т8 ланцюг колектора транзистора Т5 включено два послідовно з'єднаних діода: кремнієвий і германієвий. На схемі вони показані одним діод Д1. Необхідно, щоб ці діоди мали тепловий контакт із радіаторами транзистора Т8 або Т9. Функції кремнієвого діода виконує перехід колектор-база транзистори КТ315А (можна використовувати інші кремнієві транзистори, наприклад МП116, МП113). Як германієвий застосований діод ДЗПА, його також можна замінити будь-яким сплавним транзистором. При необхідності більш точного припасування струму спокою транзисторів Т6-Т9 германієвий діод можна зашунтувати резистором опором у кілька сотень. В кінцевому каскаді підсилювача використовуються порівняно малопотужні кремнієві транзистори КТ801Б, які значно полегшують режим роботи передконечних транзисторів Т6 і Т7, оскільки мають досить великий коефіцієнт посилення по струму Ст = 10-30 при струмі спокою 20-50 мА. Транзистори КТ805 або аналогічні їм застосовувати недоцільно, так як при струмі до 100 мА вони мають ст =2-3, що вимагає значного струму колектора 20-40 мА від передконечних транзисторів, а це виправдано тільки в підсилювачах потужністю вище 25 - 30 Вт.

При напрузі живлення 27 опір звукової котушки гучномовця має дорівнювати 6 Ом. При зменшенні або збільшенні цього опору для отримання вихідної потужності 10 Вт напруга джерела живлення повинна бути змінена відповідно. Однак збільшувати його більше 30-33 В недоцільно, оскільки застосовані в підсилювачі елементи на це не розраховані. Підсилювач добре працює при зниженій напрузі 16-20 В, віддаючи навантаження 4-7 Вт.

Блок живлення складається з понижуючого трансформатора Tpl, випрямляча на діодах Д4-Д7 і стабілізатора напруги, зібраного на транзисторах Т10-Т13 та компенсаційної схеми із захистом від короткого замикання в навантаженні.

Мал. 3. Конструкція переробленого резистора: 1 - частина провідного шару, що залишилася; 2 - ділянки з віддаленим провідним шаром; 3 - виріз у підкові з гетинаксу, на яку нанесений провідний шар; 4 і 6 - пелюстки, з'єднані з кінцями провідного шару; 5 - пелюстка, з'єднана зі ковзним контактом

Деталі. В підсилювачі використовуються резистори МЛТ-0,125 або УЛМ-0,125. Конденсатори - МБМ, БМ-2 та К50-6. Котушка L1 намотана на односекційному каркасі, розміщена в осерді ОБ-20, з фериту 2000НМ зазор 0,15-0,2. Обмотка її містить 1500 витків дроту ПЕВ-1 0,1. Опір котушки постійному струму 100-120 Ом, індуктивність 0,8-1,3 Г.

Змінні резистори R7-1, R7-2 та R8-1, R8-2 виготовляють відповідно до ескізу, показаного на рис. 3 зі змінних резисторів СП-1-A або СП-П-А опором від 2,4 до 3,3 ком. При переробці з резисторів знімають захисний екран і вісь зі ковзним контактом. Пелюстки 4 та 6 (рис. 3) підключають до омметру. Гострим ножем видаляють краї провідного шару так, щоб у середній частині він став уже і рівномірно розширювався до кінців (ділянка провідного шару, яким рухається ковзний контакт, видаляти не можна). В цьому випадку опір змінного резистора має трохи збільшитись. Потім дуже дрібним наждачним папером починають прати частину провідного шару, що залишилася, від середини в обидві сторони на кут до 100°-110° (всього на 200°-220°) так, щоб провідний шар в середній частині прався більше, ніж у країв. Слід прагнути до того, щоб у процесі стирання товщина шару, що залишився, рівномірно зменшувалася від кінців до середини і не було різких стрибків зміни опору при переміщенні ковзного контакту. В цьому випадку підйом посилення в децибелах буде приблизно пропорційний куту повороту двигуна змінного резистора.

Стираючи провідний шар, слід постійно стежити за стрілкою омметра, яка відхилятиметься у бік великих опорів. Після того, як омметр покаже опір 8-9 кОм, подальше стирання треба припинити і в середній частині підкови з гетинаксу, на яку нанесений шар, що проводить, вирізати поперечну канавку 3 (див. рис. 3) шириною 3-4 мм і глибиною до 0, 5- 1 мм, розрізавши на дві електрично ізольовані частини провідний шар. Потім вісь зі ковзним контактом встановлюють на місце і, обертаючи її, переконуються, що ковзний контакт фіксується в середньому положенні при попаданні його пружини у вирізану канавку 3. Якщо ця фіксація недостатньо чітка, канавку слід поглибити. Потім встановлюють ковзний контакт в середнє положення і, по черзі підключаючи омметр контактів 5, 6 і 5, 4 (рис. 3), перевіряють опір між ними. Цей опір має дорівнювати нескінченності.

Далі підключають омметр до контактів 5, 6 змінного резистора, а ковзний контакт із середнього положення зміщують на початок провідного шару, з'єднаного з контактом 6. При цьому стрілка омметра повинна показувати опір близько 3 ком.

Ця ділянка опору відповідає резистору R7-1. Потім омметр з'єднують з контактами 5, 4, ковзний контакт переводять з середнього положення на початок провідного шару, з'єднаного з контактом 4, вимірюють опір цієї ділянки і, стираючи провідний шар дрібним наждачним папером відповідно до наведених вище рекомендацій, доводять опір цієї ділянки до 10 ком. Ділянка опору, з'єднаний з контактом 4, відповідає резистору R7-2. Резистори R8-1 та R8-2 виготовляються аналогічним чином.

Силовий трансформатор Тр-1 можна виконати на будь-якому сердечнику з перетином внутрішнього керна не менше 6 см2, наприклад Ш20Х30. Обмотка I містить 1270 витків дроту ПЕВ 0,27, обмотка II - 930 витків дроту ПЕВ 0,2 н обмотка III - 270 витків дроту ПЕВ 0,8-0,9.

Налагодження. Налагодження підсилювача починають із перевірки випрямляча. Напруга 27 на виході стабілізатора встановлюють змінним резистором R27. Потім амперметр з межею виміру 1,5- 2 А включають на вихід стабілізатора і переконуються у відсутності струму при короткому замиканні виходу стабілізатора амперметром.

Перед включенням кінцевого блоку підсилювача до нього підключають еквівалент навантаження і замикають коротко діоди Д1. Резистором R20 встановлюють напругу 12,5-13 на колекторі транзистора Т5. Потім підбирають діоди Д1 так, щоб споживаний підсилювачем струм (при відсутності сигналу на вході) зріс з 4-5 до 40-50 мА.

Режим роботи транзистора Т4 встановлюють резистором R15 (див. таблицю режимів транзисторів). Далі перевіряють відсутність самозбудження підсилювача за межами високочастотної ділянки робочого діапазону і, якщо вона має місце, на 20-50% збільшують ємності конденсаторів СІ, С14 та С15. При вихідній потужності 10 Вт струм, який споживається підсилювачем від джерела живлення, повинен становити 0,6 А, а напруга на вході кінцевого блоку -1,5-1,8 В.

Вхідний блок підсилювача НЧ працює одразу після включення. Якщо індуктивність велика, ємність конденсатора С5 слід зменшити до 50 мкФ. Послідовно з резистором R8-1 слід увімкнути резистор опором 100 Ом.

Описаний підсилювач добре працює у стереофонічному варіанті.

Регулятори тембрів можна спарити механічним шляхом або застосувати ступінчасті регулятори за допомогою перемикачів.

В цьому випадку при малій глибині підйому можуть бути отримані частотні характеристики з максимумом на частотах 20-30 Гц і 15-20 кГц. При цьому коригувальні кола повинні підключатися до частини резистора R6.

ПОПЕРЕДНІЙ ПІДСИЛЮВАЧ НА LM833
З РЕГУЛЯТОРАМИ ВЧ І НЧ, БАЛАНСУ І ГУЧНОСТІ.

Нижче наведено принципову схему попереднього підсилювача, реалізовану на операційному підсилювачі LM833.

У ланцюгу зворотного зв'язку вхідного каскаду встановлені два тримери (P1 і P101 номіналом 100 кОм), з їх допомогою можна встановити необхідний коефіцієнт підсилення і рівні обох каналів були однакові.

Живлення здійснюється від двополярного джерела напругою ±12 Вольт. БП можна зібрати на інтегральних стабілізаторах 78L12 та 79L12.

Вихідник друкованої плати попереднього підсилювача:

Розташування елементів на платі попереднього підсилювача на LM833:

За цими малюнками було намальовано друковану плату у програмі Sprint Layout. Вигляд LAY формату показаний нижче:

Фото-вид друкованої плати LAY формату:

Плата виконана під односторонній склотекстоліт, розмір 60 х 140 мм.

Перелік елементів для збирання попереднього підсилювача на LM833:

Конденсатори:

470n - 4 шт. (C1, C9, 101, 109)
10p - 2 шт. (C2,102)
2M2 - 6 шт. (C3,7,8,103,107,108)
15n - 2 шт. (C4,104)
150n - 4 шт. (C5,6,105,106)
68n - 2 шт. (C10,110)
100mF/25V – 2 шт. (C11,12)
100n - 2 шт. (C13-16)

Мікросхеми:

LM833 - 2 шт. (IC1,2)

Резистори:

1k - 2 шт. (R1,101)
100k - 2 шт. (R2,102)
39k - 4 шт. (R3,4,103,104)
4k7 – 4 шт. (R5,11,105,111)
1k2 – 4 шт. (R6,7,106,107)
2k2 – 8 шт. (R8-10,12,13,108-110)
47k - 2 шт. (R14,114)
18k - 2 шт. (R15,115)
15k - 2 шт. (R16,116)
22k - 2 шт. (R17,117)
TRIM 100k - 2 шт. (P1,101)
BALANCE - 25k/N
BASS - 25k/N
TREBLE - 25k/N
VOLUME - 50k/G
Рознімання IN,OUT,UCC - ARK500/3 – 3 шт.

Зовнішній вигляд зібраної плати показано на наступному знімку:

Завантажити принципову схему попереднього підсилювача на мікросхемах LM833 з регуляторами гучності, балансу, високих та низьких частот можна за прямим посиланням з нашого сайту. Розмір файлу – 0,48 Мб.

Регулятор гучності та тембру побудований на спеціалізованій мікросхемі з квазісенсорним керуванням КР174ХА54. Стереофонічний регулятор гучності та тембру призначений для застосування в стаціонарній та автомобільній апаратурі. режимів роботи здійснюється чотирма світлодіодами

Усі функції керування реалізовані кнопками "+/-" та "SEL/NORM" через внутрішній цифровий контролер. Мікросхема забезпечує керування функціями:

• "Гучність" ("VOLUME");
• "Тонкомпенсація" ("LOUDNESS");
• "Тембр ВЧ" ("TREBLE");
• "Тембр НЧ" ("BASS");
• "Баланс" ("BALANCE").

Кнопкою «SEL» здійснюється кільцеве перемикання режимів: VOLUME – BASS – TREBLE – BALANCE.

При включенні встановлюється середній рівень гучності (-30 дБ) та лінійна АЧХ. Через кілька секунд після останнього натискання будь-якої кнопки відбувається автоматичне повернення в режим регулювання гучності. Відновлення середнього (0 дБ) при регулюванні тембру НЧ, ВЧ та балансу відбувається натисканням кнопки «NORM». Цією ж кнопкою відбувається перемикання режимів LOW/LOUDNESS (Вимкнення/увімкнення тонкомпенсації).

Принципова схема темброблоку наведена на малюнку нижче:

На мікросхемі КР174ХА54 зібраний регулятор гучності та тембру, а на мікросхемі DA2 виконаний пристрої.

Світлодіодами HL1-HL4 передбачено режими роботи:

Тонкомпенсація (HL1);

Регулювання тембру низької частоти (HL2);

Регулювання тембру високої частоти (HL3);

Налаштування балансу (HL4).

Основні характеристики:

Діапазон частот, що відтворюються, Гц....................................... 20...20000

Напруга живлення, В.............................................. ......................... 9...16

Струм споживання, мА.............................................. .................................... 12

Діапазон регулювання гучності, дБ............................................. .......... 70

Крок регулювання гучності, дБ............................................. .................. 1,4

Діапазон регулювання тембру (ВЧ, НЧ) та балансу, дБ.......................... ±12

Крок регулювання тембру, балансу, дБ........................................... .......... 1,5

Коефіцієнт нелінійних спотворень, % ............................................. 0,05

Коефіцієнт поділу каналів, дБ............................................. ........ 60

Максимальна амплітуда вхідного сигналу, ............................................ 2

Регулятор можна використовувати з підсилювачем потужності, що має чутливість до 50...500 мВ.

Всі елементи регулятора гучності та тембру розміщені на друкованій платі з одностороннього фольгованого склотекстоліту товщиною 2 мм (див. малюнок):

І.І.Масягін. Секрети радіоаматорської майстерності

М. - СОЛОН-Прес, 2005 р

Сьогодні у мене якийсь просто божевільний день, все виходить із першого разу.

Зараз розглянемо схему регулятора тембру НЧ та ВЧ. Як ви вже звикли, я напишу це зовсім не складно

Ось схема регулятора

Використані деталі:

Конденсатори
C1,5 = 0,022мф
C2,6 = 0,22мф
C3,7 = 0,015мф
C4,8 = 0,15мф

Резистори
R1,2,5,6 = 47k
R4, 10 = 3,3k
R7,8,12,13 = 470
R9,11 = 4,7k

Красива схема вийшла, регулятор відмінно працює, блок живлення не вимагає. Тож у вас все вийде. Успіхів

Related Posts

Вийняв з телевізорів динаміки 3ГДШ-1, щоб не лежали без діла вирішив зробити колонки, але так як зовнішній підсилювач із сабвуфером у мене є, значить, збиратиму сателіти.

Всім привіт, шановні радіоаматори та аудіомани! Сьогодні я розповім як доопрацювати високочастотний динамік 3ГД-31 (-1300), він же 5ГДВ-1. Застосовувалися вони таких акустичних системах, як 10МАС-1 і 1М, 15МАС, 25АС-109…….

Здрастуйте шановні читачі. Так, давненько я не писав пости для блогу, але з усією відповідальністю хочу заявити, що тепер намагатимуся не відставати, і писатиму огляди та статті…….

Привіт шановний відвідувач. Я знаю, навіщо ви читаєте цю статтю. Так та знаю. Ні, що ви? Я не телепат, просто я знаю, чому ви потрапили саме на цю сторінку. Напевно…….

І знову мій знайомий В'ячеслав (SAXON_1996) Хоче поділиться своїм доробком по колонках. Слово В'ячеславу Дісталася якось мені одна колонка 10МАС з фільтром і високочастотним динаміком. Я довго не…….