УМЗЧ Сухова на імпортних комплектуючих. УМЗЧ ст з микроконтроллерной системою управління. Повний набір сервісних вузлів

Віктор Жуковський, м Красноармійськ Донецької обл.

УМЗЧ ВВ-2010 - нова розробка з широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності) [1; 2; 5]. На ряд використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва СІ. .

Підсилювач забезпечує Kr порядку 0,001% на частоті 20 кГц при Рвих \u003d 150 Вт на навантаженні 8 Ом, смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ - 0 Гц ... 800 кГц, швидкість наростання вихідної напруги -100 В / мкс, відношення сигнал / шум і сигнал / фон -120 дБ.

Завдяки застосуванню ОУ, що працює в полегшеному режимі, а також використання в підсилювачі напруги тільки каскадів з OK і ПРО, охоплених глибокими місцевими ООС, УМЗЧ BB відрізняється високою лінійністю ще до охоплення загальною ООС. У найпершому підсилювачі високої вірності ще в 1985 році були застосовані рішення, до тих пір використовувалися тільки в вимірювальної техніки: режими по постійному струму підтримує окремий сервісний вузол, для зниження рівня інтерфейсних спотворень охоплено загальної зворотного негативного зв'язком перехідний опір контактної групи реле комутації АС, а спеціальний вузол ефективно компенсує вплив на ці спотворення опору кабелів АС. Традиція збереглася і в УМЗЧ ВВ-2010, разом з тим загальна ООС охоплює і опір вихідного ФНЧ.

В абсолютній більшості конструкцій інших УМЗЧ, як професійних, так і аматорських, багато з цих рішень відсутні досі. Разом з тим високі технічні характеристики і аудіофільскій гідності УМЗЧ BB досягнуті простими схемотехническими рішеннями і мінімумом активних елементів. По суті, це порівняно нескладний підсилювач: один канал не поспішаючи можна зібрати за пару днів, а настройка полягає лише в установці необхідного струму спокою вихідних транзисторів. Спеціально для початківців радіоаматорів розроблена методика поузловой, покаскадного перевірки працездатності і налагодження, користуючись якою можна гарантовано локалізувати місця можливих помилок і запобігти їх можливі наслідки ще до повного складання УМЗЧ. На всі можливі питання з цього або подібним підсилювачів є докладні пояснення, як на паперових носіях, так і в Інтернеті.

На вході підсилювача передбачено ФВЧ R1C1 з частотою зрізу 1,6 Гц, рис.1. Але ефективність роботи пристрою стабілізації режимів дозволяє підсилювача працювати з вхідним сигналом, що містить до 400 мВ напруги постійної складової. Тому С1 виключений, що реалізує одвічну аудіофільских мрію про тракті без конденсаторів © і помітно покращує звучання підсилювача.

Ємність конденсатора С2 вхідного ФНЧ R2C2 обрана так, щоб частота зрізу вхідного ФНЧ з урахуванням вихідного опору підсилювача 500 Ом -1 кОм перебувала в межах від 120 до 200 кГц. На вхід ОУ DA1 винесена ланцюг частотної корекції R3R5C3, що обмежує смугу відпрацьовуються гармонік і перешкод, що надходять по ланцюгу ООС з боку виходу УМЗЧ, смугою 215 кГц за рівнем -3 дБ і підвищує стійкість підсилювача. Цей ланцюг дозволяє зменшити різницевий сигнал вище частоти зрізу ланцюга і тим виключити марну перевантаження підсилювача напруги сигналами високочастотних наведень, перешкод і гармонік, усуваючи можливість виникнення динамічних інтермодуляціонних спотворень (TIM; DIM).

Далі сигнал надходить на вхід малошумящего операційного підсилювача з польовими транзисторами на вході DA1. Багато «претензій» до УМЗЧ BB пред'являються опонентами з приводу застосування на вході ОУ, нібито погіршує якість звучання і «краде віртуальну глибину» звуку. У зв'язку з цим необхідно звернути увагу на деякі цілком очевидні особливості роботи ОУ в УМЗЧ ВВ.

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, послеЦАПовие ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2.000 раз на 20 кГц, це вказує на їх роботу з відносно великою напругою разностного сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до декількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляционних спотворень. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок - внесення ним спотворень в підсилюваний сигнал. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кіло, що вимагає від вихідного повторювача підсилювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень в підсилюваний сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги і вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

А ось схемотехніка підсилювача високої вірності завдяки високим посилення і вхідного опору транзисторної частини підсилювача напруги забезпечує досить щадні умови роботи ОУ DA1. Судіть самі. Навіть в хіба номінальна вихідна напруга 50 В УМЗЧ вхідний диференційний каскад ОУ працює з різницевими сигналами напругою від 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоті 20 кГц. Співвідношення високій вхідній перевантажувальної здатності діфкаскада, виконаного на польових транзисторах, і мізерного напруги разностного сигналу забезпечує високу лінійність посилення сигналу. Вихідна напруга ОУ не перевищує 300 мВ. що говорить про малий вхідній напрузі каскаду посилення напруги із загальним емітером зі складу операційного підсилювача - до 60 мкв - і лінійному режимі його роботи. Вихідний каскад ОУ віддає в навантаження близько 100 кому з боку бази VT2 змінний струм не більше 3 мкА. Отже, вихідний каскад ОУ теж працює в гранично полегшеному режимі, практично на холостому ходу. На реальному музичному сигналі напруги і струми більшу частину часу на порядок менше наведених значень.

З порівняння напруг разностного і вихідного сигналів, а також струму навантаження видно, що в цілому операційний підсилювач в УМЗЧ BB працює в сотні разів більше легкому, а, значить, і лінійному режимі, ніж режим ОУ предусилителей і послеЦАПових ОУ CD-програвачів, службовців джерелами сигналу для УМЗЧ з будь-якою глибиною ООС, а також і зовсім без неї. Отже, один і той же ОУ буде вносити в складі УМЗЧ BB набагато менші спотворення, ніж в одиночному включенні.

Зрідка зустрічається думка, що вносяться каскадом спотворення неоднозначно залежать від напруги вхідного сигналу. Це помилка. Залежність прояви нелінійності каскаду від напруги вхідного сигналу може підкорятися того чи іншого закону, але вона завжди однозначна: збільшення цієї напруги ніколи не призводить до зменшення внесених спотворень, а тільки до збільшення.

Відомо, що рівень продуктів спотворень, що припадає на дану частоту, знижується пропорційно глибині негативного зворотного зв'язку для цієї частоти. Коефіцієнт посилення холостого ходу, до охоплення підсилювача ООС, на низьких частотах через малість вхідного сигналу виміряти неможливо. Згідно з розрахунками, що розвивається до охоплення ООС посилення холостого ходу дозволяє досягти глибини ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Вимірювання для частот, починаючи з 10 кГц, показують, що глибина ООС на частоті 10 кГц досягає 80 дБ, на частоті 20 кГц - 72 дБ, на частоті 50 кГц - 62 дБ і 40 дБ - на частоті 200 кГц. На рис.2 показані амплітудно-частотні характеристики УМЗЧ ВВ-2010 і, для порівняння, схожого за складністю УМЗЧ Леоніда Зуєва.

Висока посилення до охоплення ООС - основна особливість схемотехніки підсилювачів ВВ. Оскільки метою всіх схемотехнических хитрощів є досягнення високої лінійності і великого посилення для ведення глибокої ООС в максимально широкій смузі частот, це означає, що подібними структурами вичерпуються схемотехнічні методи вдосконалення параметрів підсилювачів. Подальше зниження спотворень може бути забезпечено тільки конструктивними заходами, спрямованими на зменшення наведень гармонік вихідного каскаду на вхідні кола, особливо - на ланцюг инвертирующего входу, посилення від якої максимально.

Ще одна особливість схемотехніки УМЗЧ BB полягає в струмовому управлінні вихідним каскадом підсилювача напруги. Вхідний ОУ управляє каскадом перетворення напруга-струм, виконаним з OK і ПРО, а отриманий струм віднімається з струму спокою каскаду, виконаного за схемою з ПРО.

Застосування лінеарізірующего резистора R17 опором 1 кОм в диференціальному каскаді VT1, VT2 на транзисторах різної структури з послідовним живленням підвищує лінійність перетворення вихідної напруги ОП DA1 в струм колектора VT2 створенням місцевої ООС глибиною 40 дБ. Це можна бачити з порівняння суми власних опорів емітерів VT1, VT2 - приблизно по 5 Ом - з опором R17, або суми теплових напружень VT1, VT2 - близько 50 мВ - з падінням напруги на опорі R17, що становить 5,2 - 5,6 В .

У побудованих по даній схемотехнике підсилювачів спостерігається різкий, 40 дБ на декаду частоти, спад посилення понад частоти 13 ... 16 кГц. Сигнал помилки, що представляє собою продукти спотворень, на частотах вище 20 кГц на два-три порядки менше корисного звукового сигналу. Це дає можливість конвертувати надлишкову на цих частотах лінійність діфкаскада VT1, VT2 в підвищення коефіцієнта посилення транзисторної частини УН. З огляду на незначних змін струму діфкаскада VT1, VT2 при посиленні слабких сигналів його лінійність зі зменшенням глибини місцевої ООС істотно не погіршується, а ось робота ОУ DA1, від режиму роботи якого на цих частотах залежить лінійність всього підсилювача, запас посилення полегшить, так як всі напруги, що визначають вносяться операційним підсилювачем спотворення, починаючи від різницевого сигналу до вихідного, зменшуються пропорційно виграшу в посиленні на даній частоті.

Ланцюги корекції на випередження по фазі R18C13 і R19C16 оптимизировались в симуляторі з метою зменшити різницева напруга ОУ до частот в кілька мегагерц. Вдалося підвищити посилення УМЗЧ ВВ-2010 в порівнянні з УМЗЧ ВВ-2008 на частотах порядку декількох сот кілогерц. Виграш в посиленні склав 4 дБ на частоті 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 - на 500 кГц, 10,5 дБ - на 800 кГц, 11 дБ - на 1 МГц і від 10 до 12 дБ - на частотах вище 2 МГц. Це видно з результатів симуляції, рис.3, де нижня крива відноситься до АЧХ ланцюга корекції на випередження УМЗЧ ВВ-2008, а верхня -УМЗЧ ВВ-2010.

VD7 захищає емітерний перехід VT1 від зворотного напруги, що виникає внаслідок протікання струмів перезарядки С13, С16 в режимі обмеження вихідного сигналу УМЗЧ по напрузі і виникають при цьому граничних напружених з високою швидкістю зміни на виході ОУ DA1.

Вихідний каскад підсилювача напруги виконаний на транзисторі VT3, включеному по схемі із загальною базою, що виключає проникнення сигналу з вихідних ланцюгів каскаду у вхідні і підвищує його стійкість. Каскад з ПРО, навантажений на генератор струму на транзисторі VT5 і вхідний опір вихідного каскаду, розвиває високу стійке посилення - до 13.000 ... 15.000 раз. Вибір опору резистора R24 вдвічі меншим опору резистора R26 гарантує рівність струмів спокою VT1, VT2 і VT3, VT5. R24, R26 забезпечують місцеві ООС, які зменшують дію ефекту Ерлі - зміна п21е в залежності від колекторного напруги і підвищують вихідну лінійність підсилювача на 40 дБ і 46 дБ відповідно. Харчування УН окремим напругою, по модулю на 15 В вище напруги вихідних каскадів, дозволяє усунути ефект квазінасищенія транзисторів VT3, VT5, що виявляється в зменшенні п21е при зниженні напруги колектор-база нижче 7 В.

Трёхкаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах і особливих коментарів не потребує. Не намагайтеся боротися з ентропією ©, економлячи на струмі спокою вихідних транзисторів. Він не повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті - 320 мА.

До спрацьовування реле включення AC К1 підсилювач охоплений ООС1, реалізованої включенням дільника R6R4. Точність дотримання опору R6 і узгодженість цих опорів в різних каналах не суттєва, але для збереження стійкості підсилювача важливо, щоб опір R6 не було набагато меншою, ніж сума опорів R8 і R70. Спрацьовуванням реле К1 ООС1 відключається і в роботу вступає ланцюг ООС2, утворена R8R70C44 і R4, і охоплює контактну групу К1.1, де R70C44 виключає вихідний ФНЧ R71L1 R72C47 з ланцюга ВОНС на частотах вище 33 кГц. Частотнозавісімой ООС R7C10 формує спад АЧХ УМЗЧ до вихідного ФНЧ на частоті 800 кГц за рівнем -3 дБ і забезпечує запас по глибині ООС вище цієї частоти. Спад АЧХ на клемах AC вище частоти 280 кГц за рівнем -3 дБ забезпечений спільною дією R7C10 і вихідного ФНЧ R71L1 -R72C47.

Резонансні властивості гучномовців призводять до випромінювання дифузором згасаючих звукових коливань, призвуків після імпульсного впливу і генерації власного напруги при перетині витками котушки гучномовця ліній магнітного поля в зазорі магнітної системи. Коефіцієнт демпфування показує, як велика амплітуда коливань дифузора і наскільки швидко вони загасають при навантаженні AC як генератора на повне опір з боку УМЗЧ. Цей коефіцієнт дорівнює відношенню опору AC до суми вихідного опору УМЗЧ, перехідного опору контактної групи реле комутації АС, опору намотаною зазвичай проводом недостатнього діаметра котушки індуктивності вихідного ФНЧ, перехідного опору затискачів кабелів AC і опору власне кабелів АС.

Крім того, повний опір акустичних систем нелінійно. Перебіг спотворених струмів по дротах кабелів AC створює падіння напруги з великою часткою нелінійних спотворень, також віднімається з неспотвореного вихідної напруги підсилювача. Тому сигнал на затискачах AC спотворений набагато більше, ніж на виході УМЗЧ. Це так звані інтерфейсні спотворення.

Для зменшення цих спотворень застосована компенсація всіх складових повного вихідного опору підсилювача. Власне вихідний опір УМЗЧ разом з перехідним опором контактів реле і опором проводу котушки індуктивності вихідного ФНЧ зменшено дією глибокої загальної ООС, взятої з правого виведення L1. Крім того, підключенням правого виведення R70 до «гарячої» клеми AC можна легко організувати компенсацію перехідного опору затиску кабелю AC і опору одного з проводів АС, не побоюючись генерації УМЗЧ через фазових зрушень в охоплених ООС проводах.

Вузол компенсації опору проводів AC виконаний у вигляді инвертирующего підсилювача з Ky \u003d -2 на ОУ DA2, R10, С4, R11 і R9. Вхідною напругою для цього підсилювача служить падіння напруги на «холодному» ( «земляному») дроті АС. Оскільки його опір дорівнює опору «гарячого» дроти кабелю АС, для компенсації опору обох проводів досить подвоїти напруга на «холодному» дроті, інвертувати його і через резистор R9 з опором, рівним сумі опорів R8 і R70 ланцюга ООС, подати на інвертується вхід ОП DA1 . Тоді вихідна напруга УМЗЧ збільшиться на суму падінь напруг на проводах АС, що рівносильно усуненню впливу їх опору на коефіцієнт демпфірування і рівень інтерфейсних спотворень на затисках АС. Компенсація падіння на опорі проводів AC нелінійної складової протівоедс гучномовців особливо потрібна на нижніх частотах звукового діапазону. Напруга сигналу на ВЧ-гучномовець обмежується підключеними послідовно з ним резистором і конденсатором. Їх комплексне опір набагато більше опору проводів у кабелі динаміка тому компенсація цього опору на ВЧ позбавлена \u200b\u200bсенсу. Виходячи з цього інтегруюча ланцюг R11C4 обмежує смугу робочих частот компенсатора значенням 22 кГц.

Особливо слід відмітити: опір «гарячого» дроти кабелю AC може компенсуватися шляхом охоплення його загальної ООС підключенням правого виведення R70 спеціальним проводом до «гарячої» клеми АС. У цьому випадку знадобиться компенсація тільки опору «холодного» дроти AC і коефіцієнт посилення компенсатора опору проводів необхідно зменшити до значення Ку \u003d -1 вибором опору резистора R10 рівним опору резистора R11.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзисторів при коротких замиканнях в навантаженні. Датчиком струму служать резистори R53 - R56 і R57 - R60, котрого більш ніж достатньо. Перебіг через ці резистори вихідного струму підсилювача створює падіння напруги, що прикладається до делителю R41R42. Напруга зі значенням більше порогового відкриває транзистор VT10, а його колекторний струм відкриває VT8 триггерной осередку VT8VT9. Цей осередок переходить у стійкий стан з відкритими транзисторами і шунтирует ланцюг HL1VD8, зменшуючи струм через стабілітрон до нуля і замикаючи VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування триггерной осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 В від позитивної шини харчування УН до рівня -1,2 B 1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 В. С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 закривається. Тим часом відкривається VT6 і через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтирует стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги зсуву, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера і включення УМЗЧ проводиться натисненням на кнопку SA1 «Скидання захисту». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтирует ланцюг бази VT8, замикаючи триггерную осередок. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить в стан з стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга і підсилювач входить в робочий режим. Якщо коротке замикання в навантаженні УМЗЧ триває, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлюємо для дрібних перепайок ... дотиком до неінвертуючий-ющему входу. Що виникає самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключала підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмового захисту він не заподіяв шкоди вихідним транзисторів.

Робота компенсатора опору кабелів АС.

Ефективність роботи компенсатора УМЗЧ ВВ-2008 перевірялася старим аудіофільских методом, на слух, комутацією входу компенсатора між компенсує проводом і загальним проводом підсилювача. Поліпшення звуку було явно помітно, та й майбутньому господарю не терпілося отримати підсилювач, тому вимірів впливу компенсатора не проводилося. Переваги схеми з «кабелечісткой» були настільки очевидні, що конфігурація «компенсатор + інтегратор» була прийнята як стандартний вузол для установки у всіх розроблюваних підсилювачах.

Дивно, як багато зайвих суперечок навколо корисності / непотрібності компенсації опору кабелів розгорілося в Інтернеті. Як водиться, особливо наполягали на прослуховуванні нелінійного сигналу ті, кому гранично проста схема кабелечісткі здавалася складною і незрозумілою, витрати на неї - непомірними, а установка - трудомісткою ©. Висловлювалися навіть пропозиції, що, якщо вже витрачається так багато коштів на сам підсилювач, то гріх економити на святому, а потрібно піти найкращим, гламурним шляхом, яким ходить все цивілізоване людство і ... придбати нормальні, людські © наддорогі кабелі з дорогоцінних металів. На мій превеликий подив, масла у вогонь підлили заяви вельми шанованих фахівців про непотрібність вузла компенсації в домашніх умовах, в тому числі тих фахівців, які в своїх підсилювачах цей вузол з успіхом застосовують. Дуже прикро, що багато колег-радіоаматори з недовірою поставилися до повідомлень про підвищення якості звучання на НЧ і СЧ з включенням компенсатора, щосили уникали цього простого шляху поліпшення роботи УМЗЧ, ніж обікрали самі себе.

Для документалізація істини було проведено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 був поданий ряд частот в районі резонансної частоти АС, напруга контролювалося осциллографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ИНИ С6-8, рис.4. Резистор R1 встановлений щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним і загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені і загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м і перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25 -22.000 Гц, номінальним опором 8 Ом і номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік зі складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності в ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на дозвіл приладу на низьких частотах, Внаслідок чого його дозвіл на НЧ погіршується. При вимірі Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора не представляється можливим, тому що ряд дискретних значень частот настройки 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20,60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на цікавлять нас частотах. Тому, згнітивши серце, рівень в 0,02% було прийнято як нульовий, еталонний.

На частоті 20 Гц при напрузі на клемах AC 3 В Ампл., Що відповідає вихідної потужності 0,56 Вт на навантаженні 8 Ом, Kr склав 0,02% з включеним компенсатором і 0,06% - після його відключення. При напрузі 10 В Ампл, що відповідає вихідної потужності 6,25 Вт, значення Kr 0,02% і 0,08% відповідно, при напрузі 20 В Ампл і потужності 25 Вт - 0,016% і 0,11%, а при напрузі 30 У Ампл і потужності 56 Вт - 0,02% і 0,13%.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів, перетворення акустичної системи 35АС-1 з потужністю сабвуфера 30 Вт в S-90, довготривала потужність більше 56 Вт на AC не подавав.

На частоті 25 Гц при потужності 25 Вт Kr склав 0,02% і 0,12% з включеним / вимкненим вузлом компенсації, а при потужності 56 Вт - 0,02% і 0,15%.

Заодно була перевірена необхідність і ефективність охоплення вихідного ФНЧ загальної ООС. На частоті 25 Гц при потужності 56 Вт і включеному послідовно в один з проводів кабелю AC вихідного RL-RC ФНЧ, подібного встановленому в сверхлінейном УМЗЧ, Kr з вимкненим компенсатором досягає 0,18%. На частоті 30 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,06% з включеним / вимкненим вузлом компенсації. На частоті 35 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним / вимкненим вузлом компенсації. На частотах 40 і 90 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним / вимкненим вузлом компенсації, а на частоті 60 Гц -0,02% і 0,06%.

Висновки очевидні. Спостерігається наявність нелінійних спотворень сигналу на клемах АС. Чітко фіксується погіршення лінійності сигналу на клемах AC з включенням її через нескомпенсованого, що не охоплене ООС опір ФНЧ, що містить 70 см порівняно тонкого дроту. Залежність рівня спотворень від підводиться до AC потужності дозволяє припустити, що він залежить від співвідношення потужності сигналу і номінальної потужності НЧ-громкогово-телеглядачам АС. Спотворення найбільш яскраво виражені на частотах поблизу резонансної. Генерируемая динаміками у відповідь на вплив звукового сигналу протівоедс шунтируется сумою вихідного опору УМЗЧ і опору проводів у кабелі динаміка тому рівень спотворень на клемах AC прямо залежить від опору цих проводів і вихідного опору підсилювача.

Дифузор погано демпфірованного сабвуфера сам по собі випромінює призвуки, і, крім того, цей гучномовець генерує широкий хвіст продуктів нелінійних і інтермодуляціонних спотворень, які відтворює гучномовець среднечастотний. Цим і пояснюється погіршення звучання на середніх частотах.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ИНИ допущення нульового рівня Kr в 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення Сігала на клемах AC відзначається чітко і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі, і результатів інструментальних вимірювань.

Поліпшення, явно чутне при включенні кабелечісткі, може бути пояснено тим, що зі зникненням спотворень на клемах AC среднечастотний гучномовець припиняє відтворювати весь цей бруд. Мабуть, тому, за рахунок зменшення або виключення відтворення спотворень среднечастотним гучномовцем двухкабельная схема включення АС, т.зв. «Бівайрінг», коли НЧ і СЧ-ВЧ ланки підключаються різними кабелями, має перевагу в звуці в порівнянні з однокабельной схемою. Втім, оскільки в двухкабельной схемою спотворений сигнал на клемах НЧ-сек-ції AC нікуди не зникає, ця схема програє варіанту з компесатор за коефіцієнтом демпірованія вільних коливань дифузора сабвуфера.

Фізику не обдуриш, і для пристойного звучання недостатньо отримати блискучі показники на виході підсилювача при активному навантаженні, але необхідно також не втратити лінійність після доставки сигналу на клеми АС. У складі хорошого підсилювача абсолютно необхідний компенсатор, виконаний за тією чи іншою схемою.

Інтегратор.

Також була перевірена ефективність і можливості зменшення похибки інтегратора на DA3. У УМЗЧ BB з ОУ TL071 вихідну постійну напругу знаходиться в межах 6 ... 9 мВ і зменшити цю напругу включенням додаткового резистора в ланцюг неинвертирующего входу не вдалося.

Дія низькочастотних шумів, характерних для ОУ з ПТ-входом, внаслідок охоплення глибокої ООС через частотноза-вісім ланцюг R16R13C5C6 проявляється у вигляді нестабільності вихідної напруги величиною в кілька мілівольт, або -60 дБ щодо вихідної напруги при номінальній вихідній потужності, на частотах нижче 1 Гц , не відтворювальних АС.

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1 ... VD4, що, нібито, вносить похибка в роботу інтегратора через утворення подільника (R16 + R13) / R VD2 | VD4 . . Дляпроверкі зворотного опору захисних діодів була зібрана схема рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою инвертирующего підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно току в ланцюгу перевіряється діода VD2 і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ / нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом 1 мВ / 15 ГОм. Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зсуву і вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різниця між власним напругою на виході ОУ, виміряним без перевіряється діода, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода близько десяти - п'ятнадцяти Гіга при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не побільшає зі зменшенням напруги на діоді до рівня кількох мілівольт, характерного для різницевого напруги ОУ інтегратора і компенсатора .

А ось фотоефект, властивий диодам, вміщеним в скляні корпус, дійсно призводить до значної зміни вихідного напруги УМЗЧ. При висвітленні їх лампою розжарювання в 60 Вт з відстані 20 см постійна напруга на виході УМЗЧ зростала до 20 ... 3O мВ. Хоча навряд чи всередині корпусу підсилювача може спостерігатися подібний рівень освітленості, крапля фарби, нанесена на ці діоди, усунула залежність режимів УМЗЧ від освітленості. Згідно з результатами симуляції, спад АЧХ УМЗЧ не спостерігається навіть на частоті 1 міллігерц. Але зменшувати постійну часу R16R13C5C6 не слід. Фази змінної напруги на виходах інтегратора і компенсатора протилежні, і зі зменшенням ємності конденсаторів або опору резисторів інтегратора збільшення його вихідної напруги може погіршити компенсацію опору кабелів АС.

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювався зі звучанням декількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розкачки і регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «Радіотехніка УП-001», у «Sugden А21а» і NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

Першим перевірили легендарний, епатажний і скажено дорогий англійська УМЗЧ «Sugden А21а», що працює в класі А з вихідною потужністю 25 Вт. Що примітно, в супровідній документації на усь англійці визнали за благо рівень нелінійних спотворень не вказувати. Мовляв, не в спотвореннях справу, а в духовності. «Sugden А21а\u003e» програв УМЗЧ ВВ-2010 при порівнянній потужності як за рівнем, так і за чіткості, впевненості, шляхетності звучання на низьких частотах. Це й не дивно, з огляду на особливості його схемотехніки: всього лише двохкаскадний квазісімметрічний вихідний повторювач на транзисторах однієї структури, зібраний по схемотехніці 70-х років минулого століття з відносно високим вихідним опором і включеним на виході ще більш збільшує повне вихідний опір електролітичним конденсатором - це останнє рішення саме по собі погіршує звучання будь-яких підсилювачів на низьких і середніх частотах. На середніх і високих частотах УМЗЧ BB показав більш високу деталізацію, прозорість і відмінну опрацювання сцени, коли співаки, інструменти могли бути чітко локалізовані по звуку. До речі, до слова про кореляцію об'єктивних даних вимірювань і суб'єктивних вражень від звучання: в одній з журнальних статей конкурентів Sugden-a його Kr визначався на рівні 0,03% на частоті 10 кГц.

Наступним був теж англійська підсилювач NAD С352. Загальне враження було тим же: яскраво виражений «відерні» звук англійця на НЧ не залишив йому жодних шансів, тоді як робота УМЗЧ BB була визнана бездоганною. На відміну від NADa, звучання якого асоціювалося з густим чагарником, вовною, ватою, звучання ВВ-2010 на середніх і високих частотах дозволяло чітко розрізняти голоси виконавців в загальному хорі і інструментів в оркестрі. В роботі NAD С352 явно висловлювався ефект кращої чутності більш голосистого виконавця, більш гучного інструменту. Як висловився сам господар підсилювача, в звуці УМЗЧ BB вокалісти не "закрити-кивали» один одного, а скрипка не будете ви воювати в силі звуку з гітарою або трубою, але все інструменти мирно і гармонійно «дружили» в загальному звуковому образі мелодії. На високих частотах УМЗЧ ВВ-2010, за словами розвиненим образним мисленням аудиофилов, звучить так, «ніби малює звук тонкої-тонким пензликом». Ці ефекти можна віднести до різниці в інтермодуляционних викривлення підсилювачів.

Звучання УМЗЧ Rotel RB 981 було схоже зі звучанням NAD С352, за винятком кращої роботи на низьких частотах, все ж УМЗЧ ВВ-2010 в чіткості управління AC на низьких частотах, а також прозорості, делікатності звучання на середніх і високих частотах залишався поза конкуренцією.

Найцікавішим в плані розуміння способу мислення аудиофилов була спільна думка, що, незважаючи на перевагу над цими трьома УМЗЧ, вони привносять в звук «теплоту», ніж роблять його приємніше, а УМЗЧ BB працює рівно, «до звуку ставиться нейтрально».

Японський Dual CV1460 програв в звуці відразу після включення найочевиднішим для всіх чином, і витрачати часу на його докладний прослуховування не стали. Його Kr знаходився в межах 0,04 ... 0,07% на малій потужності.

Основні враження від порівняння підсилювачів в основних рисах були повністю ідентичними: УМЗЧ BB випереджав їх в звуці беззастережно й однозначно. Тому подальші випробування були визнані зайвими. У підсумку перемогла дружба, кожен отримав бажане: для теплого, задушевного звучання - Sugden, NAD і Rotel, а щоб почути записане на диск режисером - УМЗЧ ВВ-2010.

Особисто мені УМЗЧ високої вірності подобається легким, чистим, бездоганним, шляхетним звучанням, він граючись відтворюють пасажі будь-якої складності. Як висловився мій знайомий, аудіофіла з великим стажем, звуки ударних установок на низьких частотах він відпрацьовує без варіантів, як прес, на середніх він звучить так, як ніби його немає, а на високих він начебто малює звук тоненьким пензликом. Для мене ненапрягаемую звук УМЗЧ BB асоціюється з легкістю роботи каскадів.

література

1. Сухов І. УМЗЧ високої вірності. «Радіо», 1989, № 6, стор. 55-57; №7, стор. 57-61.

2. Рідіка Л. УМЗЧ BB на сучасній елементній базі з микроконтроллерной системою управління. «Радіохоббі», 2001, №5, стор. 52-57; №6, стор. 50-54; 2002 №2, стор. 53-56.

3. Агєєв С. Сверхлінейний УМЗЧ з глибокої ООС «Радіо», 1999, №№ 10 ... 12; «Радіо», 2000., №№ 1; 2; 4 ... 6; 9 ... 11.

4. Зуєв. Л. УМЗЧ з паралельної ООС. «Радіо», 2005, №2, стор. 14.

5. Жуковський В. Навіщо потрібно швидкодію УМЗЧ (або «УМЗЧ ВВ-2008»). «Радіохоббі», 2008, №1, стор. 55-59; №2, стор. 49-55.

УМЗЧ ВВ-2010 - нова розробка з широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності). На ряд використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва.

Технічні характеристики:

Коефіцієнт гармонік на частоті 20000 Гц: 0,001% (150 Вт / 8 Ом)

Смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ: 0 - 800000 Гц

Швидкість наростання вихідної напруги: 100 В / мкс

Відношення сигнал / шум і сигнал / фон: 120 дБ

Електрична схема ВВС-2010

На вході підсилювача передбачено ФВЧ R1C1 з частотою зрізу 1,6 Гц, рис.1. Але ефективність роботи пристрою стабілізації режимів дозволяє підсилювача працювати з вхідним сигналом, що містить до 400 мВ напруги постійної складової. Тому С1 виключений, що реалізує одвічну аудіофільских мрію про тракті без конденсаторів і помітно покращує звучання підсилювача.

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, послеЦАПовие ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2000 разів на 20 кГц, це вказує на їх роботу з відносно великою напругою разностного сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до декількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляционних спотворень. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок - внесення ним спотворень в підсилюваний сигнал. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кіло, що вимагає від вихідного повторювача підсилювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень в підсилюваний сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги і вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

Трёхкаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах і особливих коментарів не потребує. Не намагайтеся боротися з ентропією, економлячи на струмі спокою вихідних транзисторів. Він не повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті - 320 мА.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзисторів при коротких замиканнях в навантаженні. Датчиком струму служать резистори R53 - R56 і R57 - R60, котрого більш ніж достатньо. Перебіг через ці резистори вихідного струму підсилювача створює падіння напруги, що прикладається до делителю R41R42. Напруга зі значенням більше порогового відкриває транзистор VT10, а його колекторний струм відкриває VT8 триггерной осередку VT8VT9. Цей осередок переходить у стійкий стан з відкритими транзисторами і шунтирует ланцюг HL1VD8, зменшуючи струм через стабілітрон до нуля і замикаючи VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування триггерной осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 В від позитивної шини харчування УН до рівня -1,2 B1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 В. С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 закривається. Тим часом відкривається VT6 і через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтирует стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги зсуву, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера і включення УМЗЧ проводиться натисненням на кнопку SA1 «Скидання захисту». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтирует ланцюг бази VT8, замикаючи триггерную осередок. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить в стан з стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга і підсилювач входить в робочий режим. Якщо коротке замикання в навантаженні УМЗЧ триває, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлюємо для дрібних перепайок, дотиком до неінвертуючий вхід. Що виникає самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключала підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмовому захисті він не заподіяв шкоди вихідним транзисторів.

Робота компенсатора опору кабелів АС

Для документалізація істини було проведено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 був поданий ряд частот в районі резонансної частоти АС, напруга контролювалося осциллографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ИНИ С6-8, рис.4. Перевірка ефективності опору проводовРезістор R1 встановлений щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним і загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені і загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м і перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25-22000 Гц, номінальним опором 8 Ом і номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік зі складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності в ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на дозвіл приладу на низьких частотах, внаслідок чого його дозвіл на НЧ погіршується. При вимірі Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора не представляється можливим, тому що ряд дискретних значень частот настройки 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20, 60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на цікавлять нас частотах. Тому, згнітивши серце, рівень в 0,02% було прийнято як нульовий, еталонний.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів, перетворення акустичної системи з потужністю сабвуфера 30 Вт в, довготривала потужність більше 56 Вт на AC не подавав.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ИНИ допущення нульового рівня Kr в 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення Сігала на AC відзначається чітко і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі, і результатів інструментальних вимірювань.

інтегратор

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1 ... VD4, що, нібито, вносить похибка в роботу інтегратора через утворення подільника (R16 + R13) / R VD2 | VD4 .. Дляпроверкі зворотного опору захисних діодів була зібрана схема рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою инвертирующего підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно току в ланцюгу перевіряється діода VD2 і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ / нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом 1 мВ / 15 ГОм . Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зсуву і вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різниця між власним напругою на виході ОУ, виміряним без перевіряється діода, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода близько десяти - п'ятнадцяти Гіга при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не побільшає зі зменшенням напруги на діоді до рівня кількох мілівольт, характерного для різницевого напруги ОУ інтегратора і компенсатора .

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювався зі звучанням декількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розкачки і регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «», у «Sugden А21а» і NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate

УМЗЧ ВВС-2011 версія Ultimate автор схеми Віктор Жуковський р Красноармійськ

Технічні характеристики підсилювача:
1. Велика потужність: 150 Вт / 8 Ом,
2. Висока лінійність - 0,000.2 ... 0,000.3% при 20 кГц 100 Вт / 4 Ома,
Повний набір сервісних вузлів:
1. Підтримання нульового постійної напруги,
2. компенсатори опору проводів АС,
3. Струмовий захист,
4. Захист від постійної напруги на виході,
5. Плавний старт.

УМЗЧ ВВС2011 схема

Розводкою друкованих плат займався учасник багатьох популярних проектів LepekhinV (Володимир Лепехин). Вийшло дуже непогано).

УМЗЧ-ВВС2011 плата

плата підсилювача УНЧ ВВС-2011 була розроблена під тунельний продув (паралельно радіатора). Монтаж транзисторів УН (підсилювача напруги) і ВК (вихідного каскаду) дещо ускладнений, тому що монтаж / демонтаж доводиться виробляти викруткою через отвори в ПП діаметром близько 6 мм. Коли доступ відкритий, проекція транзисторів не підпадає під ПП, значно зручніше. Довелося плату трохи доопрацювати.

У нових ПП не врахував один момент - це зручність настройки захисту на платі підсилювача:

С25 0.1n, R42 * 820 Ом і R41 1k всі елементи смд і знаходяться з боку пайки, що вельми не зручно при налаштуванні, тому що треба буде кілька разів відкручувати і прикручувати болтики кріплення ПП на стійках і транзисторів до радіаторів. Речення: R42 * 820 складається з двох резисторів смд розташованих паралельно, від сюди пропозицію: один резистор смд запаює відразу, інший вивідний резистор навісом паяем до VT10 один висновок до бази, інший до емітера, підбираємо до відповідного. Підібрали, міняємо вивідний на смд, для наочності:

Підсилювач потужності звукової частоти (УМЗЧ) високої вірності (ВВ), розроблений в 1989 році Миколою Суховим, вже з повним правом можна назвати легендарним. При його розробці був застосований професійний підхід, заснований на знаннях і досвіді в області аналогової схемотехніки. Як результат, параметри цього підсилювача виявилися настільки високими, що і на сьогоднішній день дана конструкція не втратила актуальності. У цій статті наводиться опис кілька вдосконаленою версією підсилювача. Удосконалення зводяться до використання нової елементної бази та застосуванню микроконтроллерной системи управління.

Підсилювач потужності (УМ) є невід'ємною частиною будь-якого звуковідтворювального комплексу. Доступно чимало описів конструкції таких підсилювачів. Але в переважній більшості випадків, навіть при дуже хороших характеристиках, спостерігається повна відсутність сервісних зручностей. А адже в даний час, коли набули широкого поширення мікроконтролери, створити досить досконалу систему управління не складає особливих труднощів. При цьому саморобний апарат з функціональної насиченості може не поступатиметься кращим фірмовим зразкам. Варіант УМЗЧ ВВ з микроконтроллерной системою управління показаний на рис. 1:

Мал. 1. Зовнішній вигляд підсилювача.

Початкова схема УМЗЧ ВВ володіє достатніми параметрами для того, щоб підсилювач не був домінуючим джерелом нелінійності звуковідтворювального тракту у всьому діапазоні вихідних потужностей. Тому подальше поліпшення характеристик помітних переваг вже не дає.

По крайней мере, якість звучання різних фонограм відрізняється набагато більше, ніж якість звучання підсилювачів. На цю тему можна навести цитату з журналу «Audio»: « Існують очевидні на слух відмінності в таких категоріях, як акустичні системи, мікрофони, LP звукосниматели, кімнати для прослуховування, студійні приміщення, концертні зали і, особливо, конфігурації студій та обладнання для запису, що використовуються різними записуючими компаніями. Якщо ви хочете почути тонкі відмінності в звуковий сцені, порівняйте записи John Eargle на Delos із записами Jack Renner на Telarc, а не попередні підсилювачі. Або якщо ви хочете почути тонкі відмінності в переходах, порівняйте джазові записи студії dmp з джазовими записами студії Chesky, а не два міжблочних кабелю.»

Незважаючи на цей факт, любителями Hi-End тривають пошуки «правильного» звуку, які зачіпають, в тому числі, і УМ. Насправді УМ є прикладом дуже простого лінійного тракту. Сучасний рівень розвитку схемотехніки дозволяє забезпечити для такого пристрою досить високі параметри, щоб вносяться спотворення стали непомітними. Тому на практиці два будь-яких сучасних, неексцентрічно спроектованих УМ звучать однаково. Навпаки, якщо УМ має якесь особливе, специфічне звучання, це говорить лише про одне: що вносяться таким УМ спотворення великі і добре помітні на слух.

Сказане не означає, що спроектувати високоякісний УМ дуже просто. Існує безліч тонкощів, як схемотехнического, так і конструктивного плану. Але всі ці тонкощі давно відомі серйозним виробникам УМ, і грубих помилок в конструкціях сучасних УМ зазвичай не зустрічається. Виняток становлять дорогі підсилювачі класу Hi-End, які часто спроектовані дуже неграмотно. Навіть якщо вносяться УМ спотворення приємні на слух (що стверджують любителі лампових підсилювачів), це не має нічого спільного з високою вірністю звуковідтворення.

До високоякісному УМ, крім традиційних вимог широкополосности і хорошою лінійності, пред'являється ще ряд додаткових вимог. Іноді можна чути, що для домашнього використання достатня потужність підсилювача 20-35 Вт. Якщо мова йде про середній потужності, то таке твердження справедливе. Але реальний музичний сигнал може мати піковий рівень потужності, що перевищує середній рівень в 10-20 разів. Тому, щоб при середній потужності 20 Вт отримати неспотворене відтворення такого сигналу, необхідно мати потужність УМ близько 200 Вт. Ось, наприклад, висновок експертної оцінки для підсилювача, описаного в: « Єдиним зауваженням була недостатня гучність звучання великих ударних інструментів, що пояснюється недостатньою вихідною потужністю підсилювача (120 Вт в піку на навантаженні 4 Ома).»

Акустичні системи (АС) представляють собою комплексну навантаження і мають дуже складний характер залежності повного опору від частоти. На деяких частотах воно може бути менше номінального значення в 3 - 4 рази. УМ повинен мати можливість працювати без спотворень на таку низкоомную навантаження. Наприклад, якщо номінальний опір акустичної системи становить 4 ома, то УМ повинен нормально працювати на навантаження опором 1 ом. Це вимагає дуже великих вихідних струмів, що повинно враховуватися при проектуванні УМ. Описуваний підсилювач цим вимогам задовольняє.

Останнім часом досить часто обговорюється тема оптимального вихідного опору підсилювача з точки зору мінімізації спотворень АС. Однак ця тема актуальна тільки при проектуванні активних АС. Розділові фільтри пасивних АС розробляються виходячи з того, що джерело сигналу буде мати нехтує низький вихідний опір. Якщо УМ матиме високий вихідний опір, то АЧХ таких АС буде сильно спотворена. Тому нічого іншого не залишається, як забезпечувати для УМ мале вихідний опір.

Можна помітити, що нові розробки УМ йдуть в основному по шляху здешевлення, поліпшення технологічності конструкції, збільшення вихідної потужності, підвищення ККД, поліпшення споживчих якостей. У даній статті основну увагу приділено сервісних функцій, які реалізовані завдяки микроконтроллерной системі управління.

Підсилювач виконаний в корпусі формату MIDI, його габаритні розміри 348x180x270 мм, вага - близько 20 кг. Вбудований мікроконтролер дозволяє управляти підсилювачем за допомогою ІК пульта дистанційного керування (спільного з попереднім підсилювачем). Крім того, мікроконтролер здійснює вимір і індикацію середньої і квазіпіковий вихідної потужності, температури радіаторів, реалізує відключення по таймеру і обробляє аварійні ситуації. Система захисту підсилювача, а також управління включенням і вимиканням харчування реалізовані за участю мікроконтролера. Підсилювач має окремий черговий джерело живлення, що дозволяє йому перебувати в режимі «STANDBY», коли основні джерела живлення вимкнені.

Описуваний підсилювач названий NSM (National Sound Machines), модель PA-9000, так як назва апарата становить частину його дизайну і обов'язково має бути присутнім. Реалізований набір сервісних функцій в деяких випадках може виявитися надмірною, для таких ситуацій розроблений «мінімалістський» варіант підсилювача (модель PA-2020), який має на передній панелі тільки мережевий вимикач і двоколірний світлодіод, а вбудований мікроконтролер лише керує процесом включення і виключення живлення, доповнює систему захисту і забезпечує дистанційне керування режимом «STANDBY».

Всі органи управління і індикації підсилювача розташовані на передній панелі. Її зовнішній вигляд і призначення органів управління наведено на рис. 2:

Мал. 2. Передня панель підсилювача.

1 - світлодіод включення зовнішніх споживачів EXT	9 - кнопка «мінус»
2 - світлодіод включення чергового живлення DUTY	10 - кнопка індикації пікової потужності PEAK
3 - кнопка переходу в режим очікування STANDBY	11 - кнопка індикації таймера TIMER
4 - кнопка повного відключення живлення POWER	12 - кнопка індикації температури° C
5 - світлодіод включення основного вимикача MAIN	13 - кнопка «плюс»
6 - світлодіод нормального режиму роботи OPERATE	14 - світлодіод аварії лівого каналу FAIL L
7 - світлодіод включення навантаження LOAD	15 - світлодіод аварії правого каналу FAIL R
8 - дисплей

Кнопка «POWER» забезпечує повне відключення підсилювача від мережі. Фізично ця кнопка відключає від мережі тільки черговий джерело живлення, відповідно вона може бути розрахована на невеликий струм. Основні джерела живлення включаються за допомогою реле, обмотки яких харчуються від чергового джерела. Тому при відключеною кнопці «POWER» гарантовано знеструмлені всі схеми підсилювача.

При включенні кнопки «POWER» підсилювач повністю включається. Процес включення відбувається наступним чином: відразу включається черговий джерело, про що свідчить світлодіод включення чергового живлення «DUTY». Через деякий час, необхідний для скидання мікроконтролера, включається харчування на зовнішні розетки і запалюється світлодіод «EXT». Потім запалюється світлодіод «MAIN», і відбувається перший етап включення основних джерел. Спочатку основні трансформатори включаються через обмежувальні резистори, які запобігають початковий кидок струму через розряджені конденсаторів фільтра. Конденсатори поступово заряджаються, і коли виміряна напруга живлення досягне встановленого порога, обмежувальні резистори виключаються з ланцюга. При цьому запалюється світлодіод «OPERATE». Якщо за відведений час напруга живлення не досягла встановленого порогу, то процес включення підсилювача переривається і включається індикація аварії. Якщо включення основних джерел пройшло успішно, то мікроконтролер перевіряє стан системи захисту. У разі відсутності аварійних ситуацій, мікроконтролер дозволяє включення реле навантаження і запалюється світлодіод «LOAD».

Кнопка «STANDBY» здійснює управління черговим режимом. Коротке натискання кнопки переводить підсилювач в черговий режим або, навпаки, включає підсилювач. На практиці може знадобитися включити зовнішні розетки, залишивши УМ в черговому режимі. Це потрібно, наприклад, при прослуховуванні фонограм на Стереотелефони або при перезапису без звукового контролю. Зовнішні розетки можна незалежно вмикати-вимикати довгим (до звукового сигналу) натисканням кнопки «STANDBY». Варіант, коли УМ включений, а розетки вимкнені, сенсу не має, тому не реалізується.

На передній панелі розміщений 4-х розрядний цифровий дисплей і 5 кнопок управління відображенням. Дисплей може працювати в наступних режимах (рис. 3a):

відключений
індикація середньої вихідної потужності [W]
індикація квазіпіковий вихідної потужності
індикація стану таймера [M]
індикація температури радіаторів [° C]

Відразу після включення УМ дисплей відключений, так як в більшості випадків при експлуатації УМ він не потрібен. Включити дисплей можна натисненням однієї з кнопок «PEAK», «TIMER» або «° C».

Мал. 3. Варіанти індикації дисплея.

Кнопка «PEAK» включає відображення вихідної потужності і перемикає режими середня / квазіпіковий потужність. У режимі індикації вихідної потужності на дисплеї запалюється «W», а для квазіпіковий потужності - ще й «PEAK». Вихідна потужність відображається у ВАТ з дискретністю 0.1 вата. Вимірювання проводиться методом перемноження струму і напруги на навантаженні, тому свідчення дійсні для будь-якого допустимого значення опору навантаження. Утримання кнопки «PEAK» до звукового сигналу вимикає дисплей. Вимкнення дисплея, а також його перемикання між різними режимами індикації відбувається плавно (одне зображення «перетікає» в інше). Цей ефект реалізований програмно.

Кнопка "TIMER" виводить на дисплей поточний стан таймера, при цьому запалюється буква «M». Таймер дозволяє задавати інтервал часу, по закінченню якого підсилювач переходить в черговий режим і зовнішні розетки відключаються. Потрібно відзначити, що при використанні цієї функції інші компоненти комплексу повинні допускати відключення живлення «на ходу». Для тюнера і CD-плеєра це зазвичай допустимо, а ось у деяких касетних дек при відключенні харчування ЛПМ може не переходити в режим «СТОП». Для таких грудня відключення живлення під час відтворення або запису неприпустимо. Однак серед фірмових апаратів такі деки зустрічаються вкрай рідко. Навпаки, у більшості грудня є перемикач «Timer», який має 3 положення: «Off», «Record» і «Play», що дозволяє простий подачею харчування відразу включати режим відтворення або запису. Вимикати ці режими також можна простим зняттям харчування. Таймер підсилювача може бути запрограмований на наступні інтервали (рис. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 і 120 хвилин. Якщо таймер не використовується, його потрібно перевести в стан «OFF». У цьому стані він знаходиться відразу після включення живлення.

Завдання інтервалу таймера здійснюється кнопками «+» і «-» в режимі індикації таймера. Якщо таймер включений, то на дисплеї завжди горить світлодіод «TIMER», а включення індикації таймера показує реальне поточний стан, тобто скільки хвилин залишилося до виключення. У такій ситуації інтервал можна продовжити натисканням кнопки «+».

Кнопка «° C» включає відображення температури радіаторів, при цьому запалюється символ «° C». На кожному радіаторі встановлений окремий термометр, але на дисплей виводиться максимальне значення температури. Ці ж термометри використовуються для управління вентилятором і для температурного захисту вихідних транзисторів підсилювача.

для індикації аварії на передній панелі розташовані два світлодіоди: «FAIL LEFT» і «FAIL RIGHT». При спрацьовуванні захисту в одному з каналів УМ запалюється відповідний світлодіод, а на дисплеї відображається буквене найменування причини аварії (рис. 3c). При цьому підсилювач переходить в черговий режим. В підсилювачі реалізовані наступні види захисту:

захист від перевантаження по струму вихідного каскаду
захист від постійної складової на виході
захист від аварії джерела живлення
захист від зникнення мережевої напруги
захист від перегріву вихідних транзисторів

Захист від перевантаження по струму реагує на перевищення заданого порогу струмом вихідного каскаду. Рятує вона не тільки АС, але і вихідні транзистори, наприклад, при короткому замиканні на виході підсилювача. Це захист триггерного типу, після її спрацьовування нормальна робота УМ відновлюється лише після його повторного включення. Так як від цього захисту потрібна висока швидкодія, вона реалізована апаратно. На дисплеї відображається як «IF».

Реагує на постійну складову вихідної напруги УМ, велику 2 В. Вона захищає АС, реалізована також апаратно. На дисплеї відображається як «dcF».

Реагує на падіння напруги живлення будь-якого плеча нижче заданого рівня. Істотне порушення симетрії напруг живлення може викликати появу на виході УМ постійної складової, що небезпечно для АС. На дисплеї відображається як «UF».

Реагує на випадання декількох періодів напруги поспіль. Призначення цієї захисту - відключити навантаження до того, як напруга живлення впаде і почнеться перехідний процес. Реалізована апаратно, мікроконтролер лише зчитує її стан. На дисплеї відображається як «prF».

Захист від перегріву вихідних транзисторів реалізована програмно, вона використовує інформацію з термометрів, які встановлені на радіаторах. На дисплеї відображається як «tF».

УМ має можливість дистанційного керування . Оскільки не потрібно великої кількості кнопок управління, використовується той же пульт, що і для управління попереднім підсилювачем. Цей пульт дистанційного керування не працює в стандарті RC-5 і має три кнопки, спеціально призначені для управління УМ. Кнопка «STANDBY» повністю дублює аналогічну кнопку на передній панелі. Кнопка «DISPLAY» дозволяє перемикати режим дисплея по кільцю (рис. 3а). Утримання кнопки «DISPLAY» до звукового сигналу вимикає дисплей. Кнопка «MODE» дозволяє змінювати часовий інтервал таймера (рис. 3b), тобто вона замінює кнопки «+» і «-».

на задньої панелі підсилювача (рис. 4) встановлені розетки, призначені для харчування інших компонентів комплексу. Ці розетки мають незалежне відключення, що дозволяє з пульта дистанційного керування знеструмити весь комплекс.

Мал. 4. Задня панель підсилювача.

Як вже зазначалося раніше, за основу описуваного підсилювача взята схема УМЗЧ ВВ Миколи Сухова, яка описана в. Основні принципи побудови УМ високої вірності викладені в. Принципова схема основний плати підсилювача приведена на рис. 5.

width \u003d 710\u003e

Мал. 5. Принципова схема основної плати підсилювача.

У порівнянні з оригінальною конструкцією в підсилювач були внесені невеликі зміни. Ці зміни не є принциповими і являють собою в основному перехід на більш нову елементну базу.

змінено схема температурної стабілізації струму спокою. В оригінальній конструкції разом з вихідними транзисторами на радіаторах був встановлений транзистор - датчик температури, який ставив напруга зсуву вихідного каскаду. При цьому враховувалася температура тільки вихідних транзисторів. Але температура предоконечних транзисторів з огляду на досить великий розсіюється на них потужності також значно підвищувалася під час роботи. У зв'язку з тим, що ці транзистори встановлювалися на невеликих окремих радіаторах, їх температура могла досить різко коливатися, наприклад, в результаті зміни потужності, що розсіюється або навіть через зовнішні повітряних потоків. Це призводило до таких же різких коливань струму спокою. Та й будь-який інший елемент УМ може досить сильно нагріватися під час роботи, так як в одному корпусі знаходяться джерела тепла (радіатори вихідних транзисторів, трансформатори і т.д.). Це відноситься і до найпершим транзисторів складеного емітерного повторювача, які зовсім не мали радіаторів. В результаті струм спокою міг зрости в кілька разів при нагріванні УМ. Вирішення цієї проблеми було запропоновано Олексієм Бєловим.

Зазвичай для температурної стабілізації струму спокою вихідного каскади УМ використовують наступну схему (Рис. 6a):

Мал. 6. Схема температурної стабілізації струму спокою.

Напруга зсуву прикладається до точок A і B. Воно виділяється на двухполюсника, який складається з транзистора VT1 і резисторів R1, R2. Початкова напруга зсуву встановлюють резистором R2. Транзистор VT1 зазвичай закріплюють на спільному з VT6, VT7 радіаторі. Стабілізація здійснюється наступним чином: при нагріванні транзисторів VT6, VT7 зменшується падіння база-емітер, що при фіксованій напрузі зміщення призводить до збільшення струму спокою. Але разом з цими транзисторами нагрівається і VT1, що викликає зменшення падіння напруги на двухполюсника, тобто зменшення струму спокою. Недоліком такої схеми є те, що температура переходів інших транзисторів, що входять в складовою емітерний повторювач, не враховується. Щоб її врахувати, температура переходів всіх транзисторів повинна бути відомою. Найпростіше її зробити однаковою. Для цього достатньо все транзистори, що входять в складовою емітерний повторювач, встановити на загальний радіатор. При цьому для отримання струму спокою, котрий залежить від температури, напруга зсуву складеного емітерного повторювача повинно мати температурний коефіцієнт такої ж, як у шести включених послідовно p-n переходів. Наближено можна вважати, що пряме падіння напруга на p-n переході лінійно зменшується з коефіцієнтом K, приблизно рівним 2.3 мВ / ° C. У складеного емітерного повторювача цей коефіцієнт дорівнює 6 * К. Забезпечити такий температурний коефіцієнт напруги зсуву - завдання двухполюсника, який включається між точками A і B. двухполюсника, показаний на рис. 6a, має температурний коефіцієнт, що дорівнює (1 + R2 / R1) * K. При регулюванні резистором R2 струму спокою змінюється і температурний коефіцієнт, що не зовсім правильно. Найпростішим практичним рішенням може служити схема, показана на рис. 6b. У цій схемі температурний коефіцієнт дорівнює (1 + R3 / R1) * K, а початковий струм спокою задається положенням движка резистора R2. Падіння напруги на резисторі R2, який зашунтірован діодом, можна вважати практично постійним. Тому регулювання початкового струму спокою не впливає на температурний коефіцієнт. З такою схемою при нагріванні УМ струм спокою змінюється не більше, ніж на 10-20%. Для того, щоб все транзистори складеного емітерного повторювача можна було розмістити на загальному радіаторі, вони повинні мати корпусу, які підходять для кріплення на радіаторі (транзистори в корпусах TO-92 не підходять). Тому в УМ застосовані інші типи транзисторів, заодно і більш сучасні.

У схемі підсилювача (рис. 5) двухполюсник температурної стабілізації струму спокою зашунтірован конденсатором C12. Цей конденсатор не є обов'язковим, хоча ніякої шкоди він також не приносить. Справа в тому, що між базами транзисторів складеного емітерного повторювача потрібно забезпечити напруга зсуву, яка повинна бути постійним для обраного струму спокою і не залежати від підсилюється сигналу. Коротше кажучи, змінна складова напруги на двухполюсника, а також на резисторах R26 і R29 (рис. 5) повинна бути дорівнює нулю. Тому всі ці елементи можна зашунтувати конденсаторами. Але зважаючи на низький динамічного опору двухполюсника, а також низьких значень опору цих резисторів наявність шунтуючих ємностей позначається дуже слабо. Тому ці ємності не є обов'язковими, тим більше що для шунтування R26 і R29 їх номінали повинні бути досить великими (близько 1 мкФ і 10 мкФ відповідно).

вихідні транзистори УМ замінені транзисторами КТ8101А, КТ8102А, які мають більш високу граничну частоту коефіцієнта передачі струму. У потужних транзисторів досить яскраво виражений ефект падіння коефіцієнта передачі струму при зростанні струму колектора. Цей ефект є вкрай небажаним для УМ, так як тут транзисторів доводиться працювати при великих вихідних токах. Модуляція коефіцієнта передачі струму призводить до значного погіршення лінійності вихідного каскаду підсилювача. Для зменшення впливу цього ефекту в вихідному каскаді застосовано паралельне включення двох транзисторів (і це мінімум, який можна собі дозволити).

при паралельному включенні транзисторів для зменшення впливу розкиду їх параметрів і вирівнювання робочих струмів застосовані роздільні еміттерние резистори. Для нормальної роботи системи захисту від перевантажень по струму додана схема виділення максимального значення напруги на діодах VD9 - VD12 (рис. 5), так як тепер доводиться знімати падіння не з двох, а з чотирьох емітерний резисторів.

інші транзистори складеного емітерного повторювача - це КТ850А, КТ851А (корпус TO-220) і КТ940А, КТ9115А (корпус TO-126). У схемі стабілізації струму спокою застосований складовою транзистор КТ973А (корпус TO-126).

Проведена і заміна ОУ на більш сучасні. Основний ОУ U1 замінений AD744, який має підвищеним швидкодією і хорошою лінійністю. ОУ U2, який працює в схемі підтримки нульового потенціалу на виході УМЗЧ, замінений OP177, що володіє низьким зсувом нуля (не більше 15 мкв). Це дозволило відмовитися від підлаштування резистора регулювання зміщення. Потрібно відзначити, що через особливості схемотехніки AD744 ОУ U2 повинен забезпечувати вихідну напругу, близьке до напруги харчування (висновок 8 ОУ AD744 по постійній напрузі відстоїть від виведення 4 всього на два p-n переходу). Тому не всі типи прецизійних ОУ підійдуть. В крайньому випадку, можна застосувати «підтягує» резистор з виходу ОУ на -15 В. ОУ U3, який працює в схемі компенсації імпедансу сполучних проводів АС, замінений AD711. Параметри цього ОУ не настільки критичні, тому був обраний дешевий ОУ з достатнім швидкодією і досить низьким зсувом нуля.

У схему додані резисторні подільники R49 - R51, R52 - R54 і R47, R48, які служать для зняття сигналів струму і напруги для схеми вимірювання потужності.

змінено реалізація земляних ланцюгів. Оскільки тепер кожен канал підсилювача повністю зібраний на одній платі, відпала необхідність у численних земляних проводах, які повинні з'єднуватися в одній точці на шасі. спеціальна топологія друкованої плати забезпечує звездообразную розведення земляних ланцюгів. Зірка землі з'єднується одним провідником із загальним висновком джерела живлення. Потрібно зауважити, що така топологія годиться лише при повністю роздільних джерелах живлення лівого і правого каналів.

В оригінальній схемі підсилювача петля зворотного зв'язку по змінному струмі охоплює і контакти реле, Які підключають навантаження. Цей захід вжито для зменшення впливу нелінійності контактів. Однак при цьому можливі проблеми з роботою захисту по постійної складової. Справа в тому, що при включенні підсилювача харчування подається раніше, ніж включається реле навантаження. В цей час на вході УМ може бути присутнім сигнал, а коефіцієнт передачі підсилювача внаслідок розірваної петлі зворотного зв'язку дуже великий. У такому режимі УМ обмежує сигнал, а схема компенсації напруги зміщення в загальному випадку не здатна підтримати на виході УМ нульове значення постійної складової. Тому ще до підключення навантаження може виявитися, що на виході УМ присутня постійна складова, і тоді спрацює система захисту. Усунути цей ефект дуже просто, якщо використовувати реле з переключающими контактами.

Нормально-замкнуті контакти повинні замикати петлю ООС точно так же, як і нормально-розімкнуті. При цьому при спрацьовуванні реле зворотний зв'язок виявляється розірваної тільки на дуже короткий час, протягом якого всі контакти реле розімкнуті. За цей час щодо інерційна захист за постійною складовою спрацювати не встигає. На рис. 7 показаний процес перемикання реле, знятий цифровим осцилографом. Як видно, через 4 мс після подачі напруги на обмотку реле, нормально-замкнуті контакти розмикаються. Приблизно ще через 3 мс замикаються нормально-розімкнуті контакти (з помітним дребезгом, який триває близько 0.7 мс). Таким чином, в «польоті» контакти знаходяться приблизно 3 мс, саме на цей час і буде розірвана зворотний зв'язок.

Мал. 7. Процес перемикання реле AJS13113.

схема захисту повністю перероблена (рис. 8). Тепер вона розміщена на основній платі. Таким чином, кожен канал має свою незалежну схему. Це кілька надлишково, зате кожна основна плата повністю автономна і являє собою закінчений монофонический підсилювач. Частина захисних функцій несе мікроконтролер, але для підвищення надійності достатній їх набір реалізований апаратно. В принципі, плата підсилювача може працювати взагалі без мікроконтролера. Оскільки УМ має окремий черговий джерело живлення, схема захисту харчується від нього (рівнем +12). Це робить поведінку схеми захисту більш передбачуваним при аварії одного з основних джерел живлення.

width \u003d 710\u003e
Малюнок не поміщається на сторінці і тому стиснутий!
Для того, щоб переглянути його повністю, клацніть.

Мал. 8. Схема захисту підсилювача.

Захист від перевантаження по струму включає в себе тригер, зібраний на транзисторах VT3, VT4 (рис. 5), який включається при відкриванні транзистора VT13. VT13 приймає сигнал з датчика струму і відкривається при досягненні струмом встановленого за допомогою підлаштування резистора R30 значення. Тригер вимикає генератори струму VT5, VT6, що призводить до замикання всіх транзисторів складеного емітерного повторювача. Нульове напруга на виході підтримується в цьому режимі за допомогою резистора R27 (рис. 5). Крім того, стан тригера зчитується через ланцюжок VD13, R63 (рис. 8), і коли він включається, на входах логічного елемента U4D встановлюється низький логічний рівень. Транзистор VT24 забезпечує вихід з відкритим колектором для сигналу IOF (I Out Fail), який опитується мікро контролером.

Захист від постійної складової реалізована на транзисторах VT19 - VT22 і логічних елементах U4B, U4A. Сигнал з виходу підсилювача через дільник R57, R59 надходить на ФНЧ R58C23 з частотою зрізу близько 0.1 Гц, який виділяє постійну складову сигналу. Якщо з'являється постійна складова позитивної полярності, то відкривається транзистор VT19, включений за схемою ОЕ. Він, в свою чергу, відкриває транзистор VT22, і на входах логічного елемента U4B з'являється високий логічний рівень. Якщо з'являється постійна складова негативної полярності, то відкривається транзистор VT21, включений з ПРО. Така асиметрія - вимушений захід, пов'язаний з однополярним живленням схеми захисту. Для того, щоб підвищити коефіцієнт передачі струму, застосовано каскодних включення транзисторів VT21, VT20 (ОБ - ОК). Далі, як і в першому випадку, відкривається транзистор VT22 і т.д. До виходу логічного елемента U4A підключений транзистор VT23, який забезпечує вихід з відкритим колектором для сигналу DCF (DC Fail).

Захист від зникнення мережевої напруги містить допоміжний випрямляч (рис. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), який має згладжує фільтр з дуже маленькою постійної часу. Якщо поспіль випадає кілька періодів напруги, вихідна напруга випрямляча падає, і на входах логічного елемента U4C (рис. 8) встановлюється низький логічний рівень.

Логічні сигнали з трьох описаних вище схем захисту надходять на елемент «АБО» U5C, на виході якого формується низький логічний рівень в разі спрацювання будь-який з схем. При цьому через діод VD17 розряджається конденсатор C24, і на входах логічного елемента U5B (також на виході U5A) з'являється низький логічний рівень. Це призводить до закривання транзистора VT27 і відключення реле K1. Ланцюжок R69C24 забезпечує деяку мінімальну затримку при включенні харчування на той випадок, якщо мікроконтролер з якихось причин не сформує початкову затримку. Транзистор VT25 забезпечує вихід з відкритим колектором для сигналу OKL (OK Left) або OKR (OK Right). Мікроконтролер може заборонити включення реле. Для цього має транзистор VT26. Ця можливість необхідна для реалізації програмної захисту від перегріву, програмної затримки включення реле і для синхронізації роботи систем захисту лівого і правого каналів.

Взаємодія мікроконтролера з апаратної схемою захисту наступне: при включенні підсилювача, після того, як напруга живлення досягло номінального значення, мікроконтролер опитує сигнали готовності апаратного захисту OKL і OKR. Весь цей час включення реле заборонено мікро контролером шляхом підтримки сигналу ENB (Enable) в стані високого логічного рівня. Як тільки мікроконтролер отримує сигнали готовності, він формує тимчасову затримку і дозволяє включення реле. В процесі роботи підсилювача мікроконтролер весь час стежить за сигналом готовності. У разі зникнення такого сигналу для одного з каналів, мікроконтролер знімає сигнал ENB, вимикаючи таким чином реле в обох каналах. Потім він опитує сигнали стану захисту для ідентифікації каналу і виду захисту.

Захист від перегріву реалізована повністю програмно. У разі перегріву радіаторів мікроконтролер знімає сигнал ENB, що викликає відключення реле навантаження. Для вимірювання температури на кожному з радіаторів закріплений термометр DS1820 фірми «Dallas». Спрацьовує захист при досягненні радіаторами температури 59.8 ° C. Трохи раніше, при температурі 55.0 ° C, на дисплеї з'являється попереднє повідомлення про перегрів - автоматично виводиться температура радіаторів. Повторне включення підсилювача відбувається автоматично при охолодженні радіаторів до 35.0 ° C. Включення при більш високій температурі радіаторів можливо тільки вручну.

Для поліпшення умов охолодження елементів всередині корпусу підсилювача використовується малогабаритний вентилятор, Який розташований на задній панелі. Застосовано вентилятор з безколекторним двигуном постійного струму з номінальною напругою живлення 12 В, призначений для охолодження процесора комп'ютера. Оскільки при роботі вентилятора створюється певний шум, який може бути помітний у паузах, використовується досить складний алгоритм управління. При температурі радіаторів 45.0 ° C вентилятор починає працювати, а при охолодженні радіаторів до 35.0 ° C вентилятор відключається. При вихідної потужності менше 2 Вт робота вентилятора заборонена, щоб не був помітний його шум. Для запобігання періодичних включень і виключень вентилятора, коли вихідна потужність коливається біля порогового значення, програмно обмежена мінімальний час вимикання вентилятора значенням 10 сек. При температурі радіаторів 55.0 ° C і вище вентилятор працює без виключень, так як така температура близька до аварійної. Якщо при роботі підсилювача вентилятор включився, то при вході в режим «STANDBY», якщо температура радіаторів вище 35.0 ° C, вентилятор продовжує працювати навіть при нульовій вихідної потужності. Це дозволяє швидко охолодити підсилювач.

Захист від аварії джерела живлення також реалізована повністю програмно. Мікроконтролер за допомогою АЦП стежить за напругою живлення обох каналів підсилювача. Ця напруга надходить на процесор з основних плат через резистори R55, R56 (рис. 8).

Включення основних джерел живлення здійснюється поступово. Це необхідно з тієї причини, що навантаженням випрямлячів є повністю розряджені конденсатори фільтрів, і при різкому включенні матиме місце сильний кидок струму. Цей кидок становить небезпеку для діодів випрямляча і може привести до згорання запобіжників. Тому при включенні підсилювача спочатку замикається реле K2 (рис. 12), і трансформатори підключаються до мережі через обмежувальні резистори R1 і R2. В цей час поріг для виміряних напруг харчування програмно встановлюється рівним ± 38 В. Якщо цей поріг напруги не буде досягнутий за встановлений час, то процес включення переривається. Це може мати місце в тому випадку, якщо споживаний схемою підсилювача струм істотно підвищено (підсилювач пошкоджений). В цьому випадку включається індикація аварії джерел живлення «UF».

Якщо поріг ± 38 В досягнутий, то спрацьовує реле K3 (рис. 12), яке виключає резистори з первинних ланцюгів основних трансформаторів. Потім поріг знижується до ± 20 В, а мікроконтролер продовжує стежити за напругою живлення. Якщо під час роботи підсилювача напруга живлення падає нижче ± 20 В, спрацьовує захист і підсилювач відключається. Зниження порогу в нормальному режимі роботи необхідно для того, щоб при «просадках» напруги живлення під навантаженням не відбувалося помилкове спрацьовування захисту.

Принципова схема плати процесора приведена на рис. 9. Основою процесора є мікроконтролер U1 типу AT89C51 фірми «Atmel», який працює на тактовій частоті 12 МГц. Для підвищення надійності системи застосований супервизор U2, який має вбудований сторожовий таймер і монітор харчування. Для скидання сторожового таймера використовується окрема лінія WD, на якій програмно формується періодичний сигнал. Програма побудована таким чином, що цей сигнал буде присутній тільки в тому випадку, якщо виконується оброблювач переривання таймера і основний цикл програми. В іншому випадку сторожовий таймер виконає перезапуск мікроконтролера.

Мал. 9. Принципова схема плати процесора.

Дисплей пов'язаний з процесором за допомогою 8-розрядної шини (роз'єми XP4 - XP6). Для стробирования регістрів плати дисплея використовуються сигнали C0..C4, які виробляються дешифратором адреси U4. Регістр U3 є засувкою молодшого байта адреси, використовуються тільки розряди A0, A1, A2. Старший байт адреси взагалі не використовується, що дозволило звільнити порт P2 для інших цілей.

При натисканні на кнопки управління програмно генеруються звукові сигнали. Для цього використовується лінія BPR, до якої підключений транзисторний ключ VT1, навантажений на динамічний випромінювач HA1.

Основні плати лівого і правого каналів підключаються до плати процесора за допомогою роз'ємів XP1 і XP2 відповідно. Через ці роз'єми на процесор подаються сигнали стану системи захисту від перевантаження по струму IOF і захисту від постійної складової на виході підсилювача DCF. Ці сигнали загальні для лівого і правого каналів, їх об'єднання можливе завдяки виходам схеми захисту з відкритими колекторами. Сигнали готовності системи захисту OKL і OKR є роздільними каналами, щоб процесор міг ідентифікувати канал, в якому спрацювала схема захисту. Сигнал ENB, який надходить з процесора на систему захисту, дозволяє включення реле навантаження. Цей сигнал загальний для двох каналів, що автоматично синхронізує роботу двох реле.

Лінії TRR і TRL використовуються для читання термометрів, встановлених на радіаторах правого і лівого каналу відповідно. Виміряна термометрами температура може відтворюватись на дисплеї, якщо включений відповідний режим індикації. Відображається максимальне значення температури з двох для лівого і правого каналів. Виміряне значення також використовується для програмної реалізації захисту від перегріву.

Додатково на роз'ємах XP1 і XP2 є сигнали WUR, WIR, WUL і WIL, які використовуються схемою вимірювання вихідної потужності.

Харчується плата процесора від чергового джерела через роз'єм XP3. Для живлення використовуються 4 рівня: ± 15 В, +12 В і +5 В. Рівні ± 15 В відключаються при переході в черговий режим, а інші рівні присутні завжди. Споживання від рівнів +5 В і +12 В в черговому режимі мінімізовано за рахунок програмного відключення основних споживачів. Крім того, через цей роз'єм на черговий джерело живлення надходять кілька керуючих логічних сигналів: PEN - управляє черговим джерелом харчування, REX - включає реле зовнішніх розеток, RP1 і RP2 - включають реле основного джерела живлення, FAN - вмикає вентилятор. Харчування схем захисту, які розташовані на основних платах, здійснюється від плати процесора рівнем +12 В, а харчування плати дисплея - рівнем +5 В.

Для вимірювання вихідної потужності і для контролю за напругою живлення використовується 12-розрядний АЦП U6 типу AD7896 фірми «Analog Devices». Одного каналу АЦП недостатньо, тому на вході застосований комутатор U5 (ще краще було б застосувати 8-канальний АЦП, наприклад, типу AD7888). Дані зчитуються з АЦП в послідовному вигляді. Для цього використовуються лінії SDATA (послідовні дані) і SCLK (тактовий сигнал). Запуск процесу перетворення проводиться програмно сигналом START. В якості опорного джерела і одночасно стабілізатора напруги живлення АЦП використаний REF195 (U7). Оскільки в черговому режимі напруга живлення ± 15 В відключається, все логічні сигнали підключені до АЦП через резистори R9 - R11, які обмежують можливі кидки струму при переході в черговий режим і назад.

З восьми входів комутатора використовуються шість: два для вимірювання потужності, чотири для контролю за напругою живлення. Потрібний канал вибирається за допомогою адресних ліній AX0, AX1, AX2.

Розглянемо схему вимірювання потужності лівого каналу. Застосована схема забезпечує множення струму і напруги навантаження, тому імпеданс навантаження автоматично враховується і свідчення завжди відповідають реальній активної потужності в навантаженні. Через резисторні подільники R49 - R54, розташовані на основній платі (рис. 5), напруга з датчиків струму (емітерний резисторів вихідних транзисторів) надходить на диференційний підсилювач U8A (рис. 9), який виділяє сигнал струму. З виходу U8A через підлаштування резистор R17 сигнал надходить на вхід Y аналогового перемножителя U9 типу К525ПС2. Сигнал напруги просто знімається з дільника і надходить на вхід X аналогового перемножителя. На виході перемножителя встановлений ФНЧ R18C13, який виділяє сигнал, пропорційний квазіпіковий вихідної потужності з часом інтегрування близько 10 мс. Цей сигнал надходить на один з входів комутатора, далі на АЦП. Діод VD1 захищає вхід комутатора від негативного напруги.

Для того, щоб компенсувати початкове зміщення нуля перемножителя, при включенні підсилювача (коли ще реле навантаження не включено, і вихідна потужність дорівнює нулю) відбувається процес автокалибровки нуля. Виміряна напруга зсуву при подальшій роботі віднімається з показань АЦП.

Потужність в лівому і правому каналах вимірюється окремо, а відображається максимальне значення по каналах. Оскільки на індикаторі повинна відображатися як квазіпіковий, так і середня вихідна потужність, а також індіціруемие значення повинні бути зручними для сприйняття, виміряні за допомогою АЦП значення піддаються програмної обробці. Тимчасові характеристики вимірювача рівня потужності характеризуються часом інтегрування і часом зворотного ходу. Для вимірювача квазіпіковий потужності час інтегрування задано апаратної ланцюжком фільтрації і становить приблизно 10 мс. Вимірювач середньої потужності відрізняється тільки підвищеним часом інтегрування, що реалізовано програмно. При обчисленні середньої потужності використовується ковзне середнє по 256 точок. Час зворотного ходу в обох випадках задано програмно. Для зручності зчитування показань цей час має бути відносно великим. В даному випадку зворотний хід індикатора реалізується шляхом вирахування 1/16 коду поточної потужності один раз в 20 мс. Крім того, при індикації здійснюється утримання пікових значень в перебігу 1.4 сек. Оскільки занадто часте оновлення показань індикатора погано сприймається, оновлення відбувається кожні 320 мс. Для того, щоб не пропустити черговий пік і відобразити його синхронно з вхідним сигналом, при виявленні піку відбувається позачергове оновлення показань.

Як було сказано вище, УМ використовує спільний з попереднім підсилювачем пульт дистанційного управління, Який працює в стандарті RC-5. Приймач системи дистанційного керування типу SFH-506 розташований на платі дисплея. З виходу фотоприймача сигнал надходить на вхід SER (INT1) мікроконтролера. Декодування коду RC-5 здійснюється програмно. Номер використовуваної системи - 0AH, кнопка «STANDBY» має код 0CH, кнопка «DISPLAY» - 21H, кнопка "MODE" - 20H. При необхідності ці коди можна без праці змінити, так як використовується перекодіровочний таблиця, яку можна знайти в кінці вихідного тексту програми мікроконтролера.

на платі дисплея (Рис. 10) встановлено два двухразрядного семисегментних індикатора HG1 і HG2 типу LTD6610E. Вони управляються паралельними регістрами U1 - U4. Динамічна індикація не використовується, так як це може викликати підвищений рівень перешкод.

Мал. 10. Принципова схема плати індикації.

Регістр U5 служить для управління світлодіодами. Послідовно з кожним сегментом і з кожним світлодіодом включений обмежувальний резистор. Входи OC всіх регістрів об'єднані і підключені до сигналу PEN мікроконтролера. Під час скидання і ініціалізації регістрів цей сигнал знаходиться в стані високого логічного рівня. Це запобігає випадкове запалювання індикації при перехідних процесах.

На платі дисплея також встановлені кнопки управління SB1 - SB6. Вони підключені до ліній шини даних і до лінії повернення RET. Діоди VD1 - VD6 запобігають коротке замикання ліній даних при одночасному натисканні двох і більше кнопок. При скануванні клавіатури мікроконтролер використовує порт P0 як простий порт виводу, формуючи на його лініях біжить нуль. Одночасно опитується лінія RET. Таким чином визначається код натиснутої кнопки.

Поруч з індикаторами під загальним захисним склом встановлено інтегральний фотоприймач дистанційного керування U6. Сигнал з виходу фотоприймача через роз'єм XP6 надходить на вхід мікроконтролера SER (INT1).

черговий джерело (Рис. 11) забезпечує на виході 4 рівня: +5 В, +12 В і ± 15 В. Рівні ± 15 В в черговому режимі відключаються. У джерелі застосований невеликий тороидальний трансформатор, намотаний на сердечнику 50x20x25 мм. Черговий трансформатор має великий запас по потужності, а також число витків на вольт вибрано більше розрахункового. Завдяки цим заходам трансформатор практично не нагрівається, що підвищує його надійність (адже він повинен працювати безперервно протягом всього терміну служби підсилювача). Намотувальні дані і діаметр проводу вказані на схемі. Стабілізатори напруги особливостей не мають. Мікросхеми стабілізаторів U1 і U2 встановлені на невеликому загальному радіаторі. Для виключення рівнів ± 15 В використовуються ключі на транзисторах VT1 - VT4, які управляються сигналом PEN, що надходять з плати процесора.

Мал. 11. Принципова схема плати чергового джерела живлення.

Крім стабілізаторів напруги, на платі чергового джерела живлення встановлені ключі на транзисторах VT5 - VT12 для управління реле і вентилятором. Оскільки у мікроконтролерів сімейства MCS-51 під час дії сигналу «Скидання» порти знаходяться в стані високого логічного рівня, всі виконавчі пристрої повинні включатися низьким рівнем. Інакше будуть помилкові спрацьовування в момент включення живлення або в разі спрацювання сторожового таймера. З цієї причини в якості ключів не можна застосовувати поодинокі n-p-n транзистори з ОЕ або мікросхеми драйверів ULN2003 і подібні.

Реле, запобіжники і обмежувальні резистори розташовані на платі реле (Рис. 12). Підключення всіх мережевих дротів проводиться через гвинтові клемники. Кожен основний трансформатор, черговий трансформатор і блок зовнішніх розеток мають роздільні запобіжники. З метою безпеки зовнішні розетки відключаються двома групами контактів реле K1, які розривають обидва дроти. Основні трансформатори мають відвід від середини первинної обмотки. Цей відведення може бути використаний для отримання напруги 110 В для живлення інших компонентів комплексу. Апарати, відповідні американським стандартом, стоять трохи дешевше, ніж мультисистемні, тому вони іноді зустрічаються і на нашій території. На платі реле передбачені точки, звідки можна зняти 110 В, але в базовому варіанті це напруга не використовується.

Мал. 12. Принципова схема плати реле.

Схема з'єднань блоків на шасі підсилювача показана на рис. 13. До вторинних обмоток основних трансформаторів T1 і T2 підключені мостові випрямлячі, зібрані на діодах VD5 - VD12 типу КД2997А. До виходу випрямлячів підключені конденсатори фільтра сумарною місткістю більше 100 000 мкФ. Така висока ємність конденсаторів необхідна для того, щоб отримати низький рівень пульсацій і поліпшити здатність підсилювача відтворювати імпульсні сигнали. З конденсаторів фільтра напругу живлення ± 45 В подається на основні плати підсилювача. Додатково є малопотужні випрямлячі, зібрані на діодах VD1 - VD4, вихідна напруга яких фільтрується з відносно невеликою постійною часу конденсаторами C1 і C2. Через резистори R1 і R2 вихідна напруга цих допоміжних випрямлячів подається на схеми захисту, які зібрані на основних платах підсилювача. При випаданні декількох напівперіодів мережевої напруги вихідна напруга допоміжних випрямлячів падає, що виявляється схемами захисту, і реле навантаження відключаються. В цей час вихідна напруга основних випрямлячів ще досить велике за рахунок конденсаторів великої ємності, тому перехідний процес в підсилювачі при підключеній навантаженні не розпочинається.

Мал. 13. Схема з'єднання блоків підсилювача.

Для підсилювача потужності конструкція і компоновка не менш важлива, ніж схемотехніка. Основна проблема полягає в тому, що для вихідних транзисторів потрібно забезпечити ефективний тепловідвід. За природного способу охолодження це виливається в масивні радіатори, які стають чи не основними елементами конструкції. Поширена компоновка, коли задня стінка служить одночасно радіатором, не підходить, так як тоді ззаду не залишається місця для установки необхідних клем і роз'ємів. Тому в описуваному УМ була обрана компонування з бічним розташуванням радіаторів (рис. 14):

Мал. 14. Загальна компоновка підсилювача.

Радіатори трохи підняті (це добре видно на рис. 4), завдяки чому забезпечується їх краще охолодження. Основні плати підсилювача закріплені паралельно радіаторів. Це мінімізує довжину провідників між платою і вихідними транзисторами. Ще одні габаритні елементи підсилювача - мережеві трансформатори. В даному випадку застосовані два тороїдальних трансформатора, які встановлені один на одному в загальному екрані циліндричної форми. Цей екран займає значну частину внутрішнього обсягу корпуса підсилювача. Основні випрямлячі встановлені на загальному радіаторі, який розташований вертикально ззаду екрану трансформаторів. Конденсатори фільтра розміщені знизу шасі підсилювача і закриті піддоном. Там же розміщена плата реле. Черговий джерело живлення закріплений на спеціальному кронштейні біля задньої панелі. Плати процесора і дисплея розміщені в товщі передньої панелі, яка має коробчатий перетин.

При розробці конструкції підсилювача велику увагу було приділено технологічності конструкції і зручності доступу до будь-якого вузла. Більш детально з компонуванням підсилювача можна ознайомитися на рис. 15 і 18:

Мал. 15. Розташування вузлів підсилювача в зібраному вигляді.

Основою корпусу підсилювача є шасі з алюмінієвого сплаву Д16Т товщиною 4 мм (4 на рис. 18). До шасі прикріплені радіатори (1 на рис. 18) які вифрезерувана з алюмінієвої плити або відливання. Необхідна площа радіаторів сильно залежить від умов експлуатації підсилювача, але вона не повинна бути менше 2000см 2. Для полегшення доступу до платам підсилювача радіатори закріплені на шасі за допомогою петель (10 на рис. 18), що дозволяє радіатори відкидати. Для того, щоб цього не заважали дроти вхідних і вихідних роз'ємів, задня панель розбита на три частини (рис. 4). Середня частина закріплена за допомогою кронштейна на шасі, а дві бічні частини закріплені на радіаторах. Роз'єми встановлені на бічних частинах панелі, які відкидаються разом з радіаторами. Таким чином, радіатор в зборі являє собою моно УМ, який підключається тільки проводами харчування і плоским кабелем управління. На рис. 18 радіатори для наочності відкинуті лише частково, і задня панель не розібрана.

Основні плати підсилювача закріплені на радіаторах також за допомогою петель (12 на рис. 18), що дозволяє їх відкидати, отримуючи доступ до сторони пайки. Вісь повороту плати проходить по лінії отворів для підключення проводів вихідних транзисторів. Це дозволило практично не збільшувати довжину цих проводів при одночасній можливості відкинути плату. Верхні точки кріплення плат є звичайними різьбові стійки висотою 15мм. Розведення односторонніх основних плат лівого і правого каналу виконана дзеркально (Рис. 16), що дозволило оптимізувати з'єднання. Природно, дзеркальність топології не полная, так як застосовуються елементи, які не можна просто розташувати дзеркально (мікросхеми і реле). Малюнок дає приблизне уявлення про топології плат, топологія всіх плат доступна в архіві (див. Секцію Download) у вигляді файлів у форматі PCAD 4.5.

Мал. 16. Розведення основних плат підсилювача.

На кожному радіаторі 1 (рис. 17) є гладка поверхня 2, яка оброблена після чернения. На ній через керамічні прокладки 2 встановлено по дев'ять транзисторів 4.

Мал. 17. Конструкція радіаторів:

Проведені дослідження показали, що слюда, а тим більше сучасні еластичні прокладки, не володіють достатньою теплопровідністю. Кращим матеріалом для ізолюючих прокладок є кераміка на основі BeO. Однак для транзисторів в пластмасових корпусах такі прокладки майже не зустрічаються. Досить хороші результати вдалося отримати, виготовивши прокладки з підкладок гібридних мікросхем. Це кераміка рожевого кольору (на жаль, матеріал точно не відомий, швидше за все, щось на основі Al 2 O 3). Для порівняння теплопровідності різних прокладок був зібраний стенд, в якому на радіаторі були закріплені два однакових транзистора в корпусі TO-220: один безпосередньо, інший - через досліджувану прокладку. Струм бази в обох транзисторів був один і той же. Транзистор на прокладці розсіював потужність порядку 20 Вт, а інший транзистор потужністю не розсіював (на колектор не подавав напругу). Вимірювалася різниця падінь Б-Е у двох транзисторів, і по цій різниці обчислювалася різниця температур переходів. Для всіх прокладок використовувалася теплопроводящая паста, без неї результати були гіршими і нестабільними. Результати порівняння представлені в таблиці:

Вихідні транзистори притиснуті накладками 5, інші транзистори кріпляться за допомогою гвинтів. Це не дуже зручно, так як потрібно свердління керамічних прокладок, що вдається зробити тільки за допомогою алмазних свердел, та й то з великими труднощами.

Поруч з транзисторами встановлений термометр 9. Як показав досвід, при кріпленні термометрів DS1820 на їх корпус не можна надавати великого тиску, інакше свідчення спотворюються, причому вельми значно (краще взагалі термометри приклеїти за допомогою клею, що володіє високою теплопровідністю).

Під транзисторами на радіаторі закріплена плата 6. На зворотному боці цієї плати провідники відсутні, тому її можна кріпити прямо на поверхню радіатора. Висновки всіх транзисторів припаюють до майданчиків на верхній стороні плати. З'єднання плати з основною платою виконані короткими проводами, які упаяні в пустотілі заклепки 7. Для того, щоб заклепки не замикається на радіатор, в ньому зроблено поглиблення 8.

Основні тороїдальні трансформатори (7 на рис. 18) через еластичні прокладки встановлені один на одному. Для зменшення наведень з боку трансформаторів на іншу апаратуру (касетну деку, наприклад), рекомендується трансформатори помістити в екран з обпаленого сталі товщиною не менше 1.5 мм. Екран являє собою сталевий циліндр і дві кришки, стягнуті шпилькою. Щоб уникнути появи короткозамкнутого витка, верхня кришка має діелектричну втулку. Однак, якщо передбачається експлуатувати УМ на великий середньої потужності, то слід передбачити в екрані вентиляційні отвори або зовсім відмовитися від екрану. Здавалося б, для взаємної компенсації полів розсіювання трансформаторів досить просто включити їх первинні обмотки противофазно. Але на практиці це міра дуже неефективна. Поле розсіювання тороїдального трансформатора, при уявній його осьової симетрії, має дуже складне просторове розподіл. Тому переполюсовка однією з первинних обмоток приводить до ослаблення поля розсіювання в одній точці простору, але до посилення в інший. Крім того, конфігурація поля розсіювання істотно залежить від навантаження трансформатора.

Мал. 18. Основні вузли підсилювача:

1 - радіатори	12 - петля кріплення плати
2 - основні плати підсилювача	13 - стійка кріплення плати
3 - майданчик на радіаторі для установки транзисторів	14 - роз'єм кабелю управління (з плати процесора)
4 - несуча плита	15 - провід з виходу доп. випрямляча
5 - несуча плита передній панелі	16 - черговий трансформатор в екрані
6 - передня панель коробчатого перетину	17 - плата чергового джерела живлення
7 - основні трансформатори в екрані	18 - радіатор стабілізаторів напруги
8 - радіатор діодів випрямляча	19 - дроти управління блоком реле
9 - підведення живлення до плат	20 - задня панель
10 - кріплення радіаторів на петлях	21 - вихідні клеми
11 - кронштейн кріплення радіатора	22 - вхідні роз'єми

До трансформатора харчування УМ пред'являються дуже жорсткі вимоги. Це пов'язано з тим, що він навантажений на випрямляч з конденсаторами фільтра дуже великої місткості. Це призводить до того, що споживаний від вторинної обмотки трансформатора струм носить імпульсний характер, причому значення струму в імпульсі у багато разів перевищує середній споживаний струм. Щоб втрати в трансформаторі залишалися низькими, обмотки повинні мати дуже мале активний опір. Іншими словами, трансформатор повинен бути розрахований на значно більшу потужність, ніж в середньому від нього споживається. В описуваному підсилювачі застосовані два тороїдальних трансформатора, кожен з яких намотаний на сердечнику 110x60x40 мм зі сталевої стрічки Е-380. Первинні обмотки містять 2x440

УМЗЧ ВВ з микроконтроллерной системою управління
Переглядів сьогодні: 32347, всього: 32347