Este indispensabil un instrument de măsurare a calității potrivirii dintre alimentator și antenă (contor SWR). parte din post de radio amator... Cât de fiabile sunt furnizate informații despre starea sistemului de antenă de un astfel de dispozitiv? Practica arată că nu toate contoarele SWR fabricate din fabrică oferă o precizie ridicată de măsurare. Acest lucru este și mai adevărat când este vorba despre construcții de casă. În articolul oferit atenției cititorilor se ia în considerare un contor SWR cu transformator de curent. Dispozitivele de acest tip au primit utilizare largă atât profesioniști cât și radioamatori. Articolul prezintă teoria muncii sale și analizează factorii care afectează acuratețea măsurătorilor. Se încheie cu o descriere a două modele practice simple de contoare SWR, ale căror caracteristici vor satisface cel mai exigent radioamator.

Un pic de teorie

Dacă o linie de legătură omogenă (alimentator) cu o impedanță caracteristică Z® conectată la transmițător este încărcată cu o rezistență Zн ≠ Zо, atunci în ea apar atât unde incidente, cât și unde reflectate. Coeficientul de reflexie r (reflexie) este definit în general ca raportul dintre amplitudinea undei reflectate de sarcină și amplitudinea celei incidente. Coeficienții de reflexie pentru curentul r și pentru tensiunea ru sunt egali cu raportul valorilor corespunzătoare în undele reflectate și incidente. Faza curentului reflectat (față de curentul incident) depinde de raportul dintre Zн și Zо. Dacă Zn> Z®, atunci curentul reflectat va fi în antifază față de curentul incident, iar dacă Zn

Valoarea coeficientului de reflexie r este determinată de formula

unde Rn și Xn sunt componentele active și respectiv reactive ale rezistenței de sarcină.Cu o sarcină pur activă Xn = 0, formula se simplifică la r = (Rn-Zo) / (Rn + Zo). De exemplu, dacă un cablu de 50 ohmi este încărcat cu un rezistor de 75 ohmi, reflectanța va fi r = (75-50) / (75 + 50) = 0,2.

În fig. 1, a arată distribuția tensiunii Ul și a curentului Il de-a lungul liniei doar pentru acest caz (pierderile în linie nu sunt luate în considerare). Scara de-a lungul ordonatei pentru curent este luată de 2 ori mai mare - în timp ce ambele grafice vor avea aceeași dimensiune verticală. Linie punctată - grafice ale tensiunii Ulo și curentului Ilo în cazul în care Rн = Zо. Ca exemplu, se ia o secțiune a unei linii cu o lungime de λ. Cu lungimea sa mai mare, modelul se va repeta ciclic la fiecare 0,5λ. În acele puncte ale liniei în care coincid fazele incidentului și celei reflectate, tensiunea este maximă și este egală cu Ul max - = Ulo (1 + r) = Ulo (1 + 0,2) = 1,2Ulo, iar la acelea în care fazele sunt opuse, este minim si este egal cu Ul min = Ulo (1 - 0,2) = = 0,8Ulo. Prin definiție, VSWR = Ul max / / Ul min = 1l2Ulo / 0I8Ulo = 1I5.

Formulele pentru calcularea SWR și r pot fi scrise astfel: SWR = (1 + r) / (1-r) și r = = (SWR-1) / (SWR + 1). Rețineți un punct important - suma tensiunilor maxime și minime Ul max + Ul min = Ul (1 + r) + Ul (1 - r) = 2Uno, iar diferența lor Ul max - Ul min = 2Ulo. Din valorile obținute se poate calcula puterea undei incidente Рпад = Ulo2 / Zo și puterea undei reflectate Pref = = (rUlo) 2 / Zo. În cazul nostru (pentru SWR = 1,5 și r = 0,2), puterea undei reflectată va fi doar 4% din puterea incidentă.

Determinarea VSWR din măsurătorile distribuției tensiunii de-a lungul unei secțiuni a liniei în căutarea valorilor Ul max și Ul min a fost utilizată pe scară largă în trecut.

nu numai pe liniile în aer liber, ci și în alimentatoarele coaxiale (în principal pe VHF). Pentru aceasta, a fost folosită secțiunea de măsurare a alimentatorului, care avea o fantă longitudinală lungă, de-a lungul căreia a fost deplasat un cărucior cu o sondă introdusă în ea - capul unui voltmetru RF.

VSWR poate fi determinat prin măsurarea curentului Il într-unul dintre firele de linie într-o secțiune mai mică de 0,5λ lungime. După ce au determinat valorile maxime și minime, se calculează VSWR = Imax / Imin. Pentru a măsura curentul, se folosește un convertor curent-tensiune sub forma unui transformator de curent (TT) cu un rezistor de sarcină, a cărui tensiune este proporțională și în fază cu curentul măsurat. Să remarcăm un fapt interesant - cu anumiți parametri ai TT la ieșire, puteți obține o tensiune egală cu tensiunea de pe linie (între conductori), adică. Uтл = IlZo.

În fig. 1, b prezintă împreună un grafic al modificării lui Ul de-a lungul liniei și un grafic al modificării lui Ul. Graficele au aceeași amplitudine și formă, dar sunt deplasate unul față de celălalt cu 0,25X. O analiză a acestor curbe arată că este posibil să se determine r (sau VSWR) în timp ce se măsoară simultan valorile Ul și UTL oriunde pe linie. În locațiile maximelor și minimelor ambelor curbe (punctele 1 și 2), acest lucru este evident: raportul dintre aceste valori Ul / Utl (sau Utl / Ul) este egal cu SWR, suma este egală cu 2Ulo, iar diferenta este de 2rUlo. În punctele intermediare Ul și Uтл sunt deplasate în fază și trebuie să fie adăugate deja ca vectori, cu toate acestea, relațiile de mai sus sunt păstrate, deoarece unda de tensiune reflectată este întotdeauna inversă în fază cu unda de curent reflectată și rUlo = rUтлo.

În consecință, un dispozitiv care conține un voltmetru, un convertor calibrat curent-tensiune și un circuit de adăugare-scădere va determina parametri de linie precum r sau VSWR, precum și Рпад și Rotr atunci când este pornit oriunde în linie.

Primele informații despre dispozitive de acest fel datează din 1943 și au fost reproduse în. Primele dispozitive practice cunoscute de autor au fost descrise în. O variantă a circuitului, luată ca bază, este prezentată în Fig. 2. Dispozitivul conținea:

• senzor de tensiune - un divizor capacitiv pe C1 și C2 cu o tensiune de ieșire Uc, mult mai mică decât tensiunea de pe linia Ul. Raportul p = Uc / Ul se numește coeficient de cuplare;
• transformatorul de curent T1 înfăşurat pe un circuit magnetic inel carbonil. Înfășurarea sa primară avea o tură sub forma unui conductor care trece prin centrul inelului, cea secundară avea n spire, sarcina pe înfășurarea secundară era rezistența R1, iar tensiunea de ieșire era 2Uт. Înfășurarea secundară poate fi făcută din două înfășurări separate cu tensiunea Uт fiecare și cu propriul rezistor de sarcină, cu toate acestea, din punct de vedere structural, este mai convenabil să se facă o înfășurare cu un robinet din mijloc;
• detectoare pe diodele VD1 și VD2, comutatorul SA1 și un voltmetru pe un microampermetru PA1 cu rezistențe suplimentare.

Înfășurarea secundară a transformatorului T1 este pornită în așa fel încât atunci când transmițătorul este conectat la conectorul din stânga conform schemei, iar sarcina este conectată la cel din dreapta, tensiunea totală Uc + UT este furnizată la VD1 diodă, iar tensiunea diferențială este aplicată diodei VD2. Când o sarcină rezistivă de referință cu o rezistență egală cu impedanța liniei este conectată la ieșirea contorului SWR, nu există nicio undă reflectată și, prin urmare, tensiunea RF la VD2 poate fi zero. Acest lucru se realizează în procesul de echilibrare a dispozitivului prin egalizarea tensiunilor UT și Uc folosind condensatorul trimmer C1. După cum se arată mai sus, după o astfel de setare, valoarea diferenței de tensiune (la Zн ≠ Zо) va fi proporțională cu coeficientul de reflexie r. Măsurătorile cu sarcină reală se efectuează după cum urmează. În primul rând, în poziția comutatorului SA1 ("Undă incidentală") afișată în diagramă, rezistența variabilă de calibrare R3 setează săgeata dispozitivului la ultima diviziune a scalei (de exemplu, 100 μA). Apoi comutatorul SA1 este mutat în poziția inferioară conform schemei ("Unda reflectată") și se măsoară valoarea lui r. Pentru cazul cu RH = 75 Ohm, dispozitivul ar trebui să arate 20 μA, ceea ce corespunde cu r = 0,2 . Valoarea VSWR este determinată de formula de mai sus - VSWR = (1 + 0,2) / / (1-0,2) = 1,5 sau VSWR = (100 + 20) / / (100-20) = 1,5. În acest exemplu, se presupune că detectorul este liniar - de fapt, este necesar să se introducă o corecție pentru a lua în considerare neliniaritatea acestuia. Dacă este calibrat corespunzător, instrumentul poate fi utilizat pentru a măsura puterea incidentă și reflectată.

Precizia contorului SWR ca instrument de măsurare depinde de o serie de factori, în primul rând de precizia echilibrării instrumentului în poziția SA1 „Undă reflectată” la Rn = Zo. Echilibrarea ideală corespunde tensiunilor Uc și Ut, egale ca mărime și strict opuse ca fază, adică diferența lor (suma algebrică) este egală cu zero. Într-un design real, există întotdeauna un rest dezechilibrat Ures. Să luăm un exemplu în care acest lucru afectează rezultatul final al măsurătorii. Să presupunem că la echilibrare s-au obținut tensiunile Uc = 0,5 V și Ut = 0,45 V (adică un dezechilibru de 0,05 V, ceea ce este destul de realist). Cu o sarcină Rn = 75 Ohm într-o linie de 50 ohmi, avem de fapt VSWR = 75/50 = 1,5 și r = 0,2, iar magnitudinea undei reflectate, recalculată la nivelurile din dispozitiv, va fi rUc = 0,2 x0,5 = 0, 1 V și rUт = 0,2x0,45 = 0,09 V.

Referindu-ne din nou la Fig. 1b, curbele pe care sunt date pentru VSWR = 1,5 (curbele Ul și Utl pentru linie vor corespunde în cazul nostru cu Uc și Ut). La punctul 1 Uc max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V și VSWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. În punctul 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 și VSWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. Din acest calcul simplu, se poate observa că, în funcție de locul în care un astfel de contor SWR este conectat la linia cu un SWR real = 1,5 sau când se modifică lungimea liniei dintre dispozitiv și sarcină, diferite valori SWR poate fi citit - de la 1,35 la 1,67!

Ce poate duce la o echilibrare incorectă?

1. Prezența unei tensiuni de întrerupere a diodei cu germaniu (în cazul nostru, VD2), la care nu mai conduce, este de aproximativ 0,05 V. Prin urmare, la UOCT< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Disponibilitatea dependenței de frecvență a tensiunilor Uc sau UT. În același timp, echilibrarea precisă nu poate fi realizată în întregul interval de frecvență de funcționare. Să luăm un exemplu de unul dintre motivele posibile. Să presupunem că dispozitivul folosește un condensator divizor C2 de 150 pF cu fire de sârmă cu un diametru de 0,5 mm și o lungime de 10 mm fiecare. Inductanța măsurată a unui fir cu acest diametru de 20 mm lungime s-a dovedit a fi L = 0,03 μH. La frecvența superioară de operare f = 30 MHz, rezistența condensatorului va fi Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, reactanța totală a bornelor XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Ca urmare, rezistența brațului inferior al divizorului va scădea la -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (corespunde unui condensator de 177 pF). În același timp, la frecvențe de la 7 MHz și mai jos, efectul concluziilor este neglijabil. De aici concluzia - în brațul inferior al divizorului, ar trebui să fie utilizați condensatori neinductivi cu cabluri minime (de exemplu, referință sau trecere) și mai mulți condensatori trebuie conectați în paralel. Concluziile condensatorului „superior” C1 practic nu afectează situația, deoarece Xc al condensatorului superior este de câteva zeci de ori mai mare decât cel al celui inferior. Este posibil să se obțină o echilibrare uniformă în întreaga bandă de frecvență de funcționare cu ajutorul unei soluții originale, care va fi discutată în descrierea proiectelor practice.

3.2. Rezistența inductivă a înfășurării secundare T1 la frecvențele inferioare ale domeniului de funcționare (~ 1,8 MHz) poate deriva în mod semnificativ pe R1, ceea ce va duce la o scădere a UT și la defazarea acestuia.

3.3. Rezistorul R2 face parte din circuitul detectorului. Deoarece, conform schemei, shuntează C2, la frecvențe joase factorul de divizare poate obține dependențe de frecvență și fază.

3.4. În diagrama din fig. 2 detectoare pe VD1 sau VD2 în stare deschisă ocolesc brațul inferior al divizorului capacitiv pe C2 cu rezistența lor de intrare RBX, adică RBX acționează în același mod ca R2. Influența RBX este nesemnificativă la (R3 + R2) mai mult de 40 kΩ, ceea ce necesită utilizarea unui indicator sensibil PA1 cu un curent total de abatere de cel mult 100 μA și o tensiune RF la VD1 de cel puțin 4 V.

3.5. Conectorii de intrare și de ieșire ai contorului SWR sunt de obicei la 30 ... 100 mm unul de celălalt. La o frecvență de 30 MHz, diferența de fază de tensiune la conectori va fi α = [(0,03 ... 0,1) / 10] 360 ° - 1 ... 3,5 °. Modul în care aceasta poate afecta munca este prezentat în Fig. 3, a și fig. 3, b. Diferența dintre circuitele din aceste figuri este doar că condensatorul C1 este conectat la conectori diferiți (T1 în ambele cazuri este în mijlocul conductorului dintre conectori).

În primul caz, restul necompensat poate fi redus prin corectarea fazei UOCT folosind un mic condensator CK conectat în paralel, iar în al doilea, prin conectarea în serie cu R1 a unei inductanțe mici Lk sub forma unei bucle de sârmă. Această metodă este adesea folosită atât în ​​contoarele SWR de casă, cât și „de marcă”, dar acest lucru nu ar trebui făcut. Pentru a verifica acest lucru, este suficient să rotiți dispozitivul astfel încât conectorul de intrare să devină conectorul de ieșire. În același timp, compensația care a ajutat înainte de viraj va deveni dăunătoare - Uoct va crește semnificativ. Atunci când funcționează pe o linie reală cu o sarcină de neegalat, în funcție de lungimea liniei, dispozitivul poate ajunge într-un loc de pe linie unde corecția introdusă va „îmbunătăți” SWR real sau, dimpotrivă, îl va „agrava”. În orice caz, va exista o numărătoare inversă greșită. Recomandarea este să plasați conectorii cât mai aproape unul de celălalt și să utilizați soluția schematică originală prezentată mai jos.

Pentru a ilustra cât de puternic pot afecta motivele de mai sus fiabilitatea citirilor contorului SWR, Fig. 4 prezintă rezultatele testării a două instrumente prefabricate. Verificarea a constat în faptul că la capătul unei linii formată dintr-un număr de segmente de cablu conectate în serie cu Z® = 50 Ohm fiecare de λ / 8 lungime a fost instalată o sarcină nepotrivită cu un VSWR calculat = 2,25.

În cursul măsurătorilor, lungimea totală a liniei a variat de la λ / 8 la 5 / 8λ. Au fost testate două dispozitive: un BRAND X ieftin (curba 2) și unul dintre cele mai bune modele - BIRD 43 (curba 3). Curba 1 arată SWR adevărat. După cum se spune, comentariile sunt de prisos.

În fig. 5 prezintă un grafic al dependenței erorii de măsurare de mărimea directivității D (directivitate) a contorului SWR. Grafice similare pentru KBV = 1 / VSWR sunt date în. În ceea ce privește proiectarea din Fig. 2, acest coeficient este egal cu raportul tensiunilor HF de pe diodele VD1 și VD2 atunci când sunt conectate la ieșirea contorului de sarcină SWR Rн = Zо D = 20lg (2U® / Ures). Astfel, cu cât a fost posibil să se echilibreze mai bine circuitul (cu cât mai puțini Ures), cu atât mai mare D. Puteți utiliza și citirile indicatorului PA1 - D = 20 x x lg (Ipad / Iotr). totuși, această valoare D va fi mai puțin precisă din cauza neliniarității diodei.

Pe grafic, axa orizontală arată valorile reale ale SWR, iar axa verticală arată valorile măsurate ținând cont de eroare, în funcție de valoarea D a contorului SWR. Linia punctată arată un exemplu - un SWR real = 2, un dispozitiv cu D = 20 dB va da citiri de 1,5 sau 2,5 și cu D = 40 dB - 1,9 sau, respectiv, 2,1.

După cum rezultă din datele din literatură, contorul SWR conform diagramei din Fig. 2 are un D de 20 dB. Aceasta înseamnă că, fără o corecție semnificativă, nu poate fi utilizat pentru măsurători precise.

Al doilea cel mai important motiv pentru citirile incorecte ale contorului SWR este asociat cu neliniaritatea caracteristicilor curent-tensiune ale diodelor detectoare. Acest lucru duce la o dependență a citirilor de nivelul puterii furnizate, în special în partea inițială a scalei indicatorului PA1. În contoarele SWR de marcă, pe indicator sunt adesea realizate două cântare - pentru niveluri scăzute și mari de putere.

Transformatorul de curent T1 este o parte importantă a contorului SWR. Principalele sale caracteristici sunt aceleași cu cele ale unui transformator de tensiune mai familiar: numărul de spire ale înfășurării primare n1 și ale înfășurării secundare n2, raportul de transformare k = n2 / n1, curentul înfășurării secundare I2 = l1 / k. Diferența este că curentul prin înfășurarea primară este determinat de circuitul extern (în cazul nostru, acesta este curentul din alimentator) și nu depinde de rezistența de sarcină a înfășurării secundare R1, prin urmare și curentul l2 nu depinde depind de valoarea rezistenței rezistorului R1. De exemplu, dacă puterea P = 100 W este transmisă prin alimentatorul Zo = 50 Ohm, curentul I1 = √P / Zo = 1,41 A și cu k = 20 curentul secundar va fi l2 = I1 / k - 0,07 A. bornele înfășurării secundare vor fi determinate de valoarea lui R1: 2UT = l2 x R1 și la R1 = 68 Ohm va fi 2UT = 4,8 V. Puterea eliberată pe rezistor este P = (2UT) 2 / R1 = 0,34 W. Să acordăm atenție particularității transformatorului de curent - cu cât mai puține spire în înfășurarea secundară, cu atât este mai mare tensiunea la bornele sale (cu același R1). Cel mai sever mod pentru un transformator de curent este modul fără sarcină (R1 = ∞), în timp ce tensiunea la ieșire crește brusc, circuitul magnetic se saturează și se încălzește atât de mult încât se poate prăbuși.

În cele mai multe cazuri, o tură este utilizată în înfășurarea primară. Această viraj poate avea diferite forme, așa cum se arată în fig. 6, a și fig. 6, b (sunt echivalente), dar înfășurarea din fig. 6, c - aceasta este deja două ture.

O problemă separată este utilizarea unui ecran în formă de tub conectat la corp între firul central și înfășurarea secundară. Pe de o parte, scutul elimină cuplajul capacitiv dintre înfășurări, ceea ce îmbunătățește oarecum echilibrarea semnalului de diferență; pe de altă parte, pe ecran apar curenți turbionari, care afectează și echilibrarea. Practica a arătat că, cu și fără ecran, puteți obține aproximativ aceleași rezultate. Dacă ecranul este totuși folosit, lungimea acestuia trebuie făcută la minimum, aproximativ egală cu lățimea miezului magnetic utilizat și conectată la carcasă cu un conductor scurt larg. Scutul ar trebui să fie „împământat” la linia centrală echidistant de ambii conectori. Pentru scut se poate folosi un tub de alama cu un diametru de 4 mm de la antene telescopice.

Pentru contoarele SWR pentru o putere de trecere de până la 1 kW, sunt potrivite miezurile magnetice cu inel de ferită cu dimensiunile K12x6x4 și chiar K10x6x3. Practica a arătat că numărul optim de spire este n2 = 20. Cu o inductanță a înfășurării secundare de 40 ... 60 μH, se obține cea mai mare uniformitate de frecvență (valoarea admisă este de până la 200 μH). Este posibil să se utilizeze miezuri magnetice cu permeabilitate de la 200 la 1000, în timp ce este recomandabil să alegeți o dimensiune standard care să asigure inductanța optimă a înfășurării.

Puteți folosi miezuri magnetice cu permeabilitate mai mică, dacă folosiți dimensiuni mai mari, creșteți numărul de spire și/sau reduceți rezistența R1. Dacă permeabilitatea circuitelor magnetice existente este necunoscută, cu prezența unui inductametru, aceasta poate fi determinată. Pentru a face acest lucru, vânt zece spire pe un circuit magnetic necunoscut (fiecare fir care traversează orificiul interior al miezului este considerat o bobină), măsurați inductanța bobinei L (μH) și înlocuiți această valoare în formula μ = 2,5 LDav / S, unde Dav este diametrul mediu al circuitului magnetic în cm; S este secțiunea transversală a miezului în cm 2 (de exemplu, pentru K10x6x3 Dcp = 0,8 cm și S = 0,2x0,3 = 0,06 cm 2).

Dacă se cunoaşte μ al circuitului magnetic, se poate calcula inductanţa unei înfăşurări de n spire: L = μn 2 S / 250Dcp.

Aplicabilitatea miezurilor magnetice la un nivel de putere de 1 kW și mai mult poate fi verificată la 100 W în alimentator. Pentru a face acest lucru, instalați temporar rezistorul R1, care este de 4 ori mai mare, respectiv, tensiunea Uт va crește, de asemenea, de 4 ori, ceea ce este echivalent cu o creștere a puterii transmise de 16 ori. Încălzirea circuitului magnetic poate fi verificată prin atingere (puterea la rezistența temporară R1 se va multiplica de patru ori). În condiții reale, puterea peste rezistorul R1 crește proporțional cu creșterea puterii în alimentator.

SWR contoare UT1MA

Cele două modele ale contorului SWR UT1MA, care vor fi discutate mai jos, au aproape același circuit, dar design diferite. În prima versiune (KMA-01), senzorul de înaltă frecvență și partea indicator sunt separate. Senzorul are conectori coaxiali de intrare și ieșire și poate fi instalat oriunde în calea de alimentare. Este conectat la indicator cu un cablu cu trei fire de orice lungime. În a doua versiune (KMA - 02), ambele unități sunt situate în aceeași carcasă.

Diagrama contorului SWR este prezentată în Fig. 7 și diferă de schema de bază din Fig. 2 prin prezența a trei lanțuri de corecție.

Să aruncăm o privire asupra acestor diferențe.

1. Brațul superior al divizorului capacitiv C1 este format din doi condensatori constanti identici C1 = C1 "+ C1" conectați la conectorii de intrare și respectiv de ieșire. După cum s-a menționat în prima parte a articolului, fazele tensiunilor la acești conectori sunt ușor diferite și, cu această conexiune, se face media fazei Uc și se apropie de faza UT. Acest lucru îmbunătățește echilibrul instrumentului.
2. Datorită introducerii bobinei L1, rezistența brațului superior al divizorului capacitiv devine dependentă de frecvență, ceea ce face posibilă alinierea echilibrării la marginea superioară a domeniului de funcționare (21 ... 30 MHz).
3. Prin selectarea rezistorului R2 (adică, constanta de timp a lanțului R2C2), este posibil să se compenseze dezechilibrul cauzat de scăderea tensiunii UT și defazarea acesteia la capătul inferior al intervalului (1,8 ... 3,5). MHz).

În plus, echilibrarea este realizată de un condensator trimmer inclus în brațul inferior al divizorului. Acest lucru simplifică instalarea și permite utilizarea unui condensator de tăiere de mică putere și de dimensiuni mici.

Designul oferă capacitatea de a măsura puterea undelor incidente și reflectate. Pentru a face acest lucru, comutați SA2 în circuitul indicator în loc de rezistența de calibrare variabilă R4, este introdus un rezistor de reglare R5, care setează limita dorită a puterii măsurate.

Utilizarea corecției optime și proiectarea rațională a dispozitivului a făcut posibilă obținerea factorului de directivitate D în intervalul 35 ... 45 dB în banda de frecvență 1,8 ... 30 MHz.

Următoarele detalii sunt utilizate în SWR - contoare.

Înfășurarea secundară a transformatorului T1 conține 2 x 10 spire (înfășurare în 2 fire) cu fir PEV de 0,35, distanțate uniform pe un inel de ferită K12 x 6 x 4 cu o permeabilitate de aproximativ 400 (inductanță măsurată ~ 90 μH).

Rezistorul R1 - 68 Ohm MLT, de preferință fără o canelură pentru șuruburi pe corpul rezistenței. Cu o putere de trecere mai mică de 250 W, este suficient să instalați un rezistor cu o putere de disipare de 1 W, cu o putere de 500 W - 2 W. Cu o putere de 1 kW, rezistența R1 poate fi compusă din două rezistențe conectate în paralel cu o rezistență de 130 Ohm și o putere de 2 W fiecare. Cu toate acestea, dacă contorul KS B - este proiectat pentru un nivel de putere ridicat, este logic să se dubleze numărul de spire ale înfășurării secundare T1 (până la 2 x 20 de spire). Acest lucru va reduce puterea de disipare necesară a rezistorului R1 de 4 ori (în timp ce condensatorul C2 trebuie să aibă o capacitate de două ori mai mare).

Capacitatea fiecărui condensator CG și C1 "poate fi în intervalul 2,4 ... 3 pF (KT, KTK, KD pentru o tensiune de funcționare de 500 V la P ≥ 1 kW și 200 ... 250 V la un putere mai mică).C2 - pentru orice tensiune (KTK sau altă tensiune neinductivă, una sau 2 - 3 în paralel), condensatorul C3 este un trimmer de dimensiuni mici, cu o gamă de schimbare a capacității de 3 ... 20 pF (KPK - M, KT - 4). Capacitatea necesară a condensatorului C2 depinde de valoarea totală a capacității brațului superior al divizorului capacitiv, care include, pe lângă condensatorii C "+ C1", capacitatea C0 ~ 1 pF între înfășurarea secundară a transformatorului T1 și conductorul central.Capacitatea totală a brațului inferior - C2 plus C3 la R1 = 68 Ohm ar trebui să fie de aproximativ 30 de ori mai mare decât capacitatea superioară.Diodele VD1 și VD2 - D311, condensatoare C4 , C5 și C6 - cu o capacitate de 0,0033 ... 0,01 μF (KM sau altă frecvență înaltă), indicator PA1 - M2003 cu un curent total de deviație de 100 μA, rezistor variabil R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2m, trimmer R4 - 150 kOhm.Rezistorul R3 are rezistență 10 kOhm - protejează indicatorul de o posibilă suprasarcină.

Valoarea inductanței corectoare L1 poate fi determinată după cum urmează. La echilibrarea dispozitivului (fără L1), este necesar să se noteze pozițiile rotorului condensatorului trimmer C3 la frecvențe de 14 și 29 MHz, apoi se evaporă și se măsoară capacitatea în ambele poziții marcate. Să presupunem că, pentru frecvența superioară, capacitatea sa dovedit a fi cu 5 pF mai mică, iar capacitatea totală a brațului inferior al divizorului este de aproximativ 130 pF, adică diferența este de 5/130 sau aproximativ 4%. Prin urmare, pentru egalizarea frecvenței, este necesar să se reducă rezistența umărului superior cu ~ 4% la o frecvență de 29 MHz. De exemplu, când C1 + C0 = 5 pF, rezistența capacitivă Xc = 1 / 2πfC - j1100 Ohm, respectiv, Xc - j44 Ohm și L1 = XL1 / 2πf = 0,24μH.

În dispozitivele autorului, bobina L1 avea 8 ... 9 spire cu un fir PELSHO 0,29. Diametrul interior al bobinei este de 5 mm, înfășurarea este strânsă, urmată de impregnarea cu adeziv BF - 2. Numărul final de spire este specificat după instalarea sa pe loc. Inițial, echilibrarea este efectuată la o frecvență de 14 MHz, apoi frecvența este setată la 29 MHz și este selectat numărul de spire ale bobinei L1, la care circuitul este echilibrat la ambele frecvențe în aceeași poziție a trimmerului C3.

După obținerea unei bune echilibrări la frecvențele medii și înalte, frecvența este setată la 1,8 MHz, un rezistor variabil cu o rezistență de 15 ... 20 kΩ este lipit temporar în locul rezistenței R2 și valoarea la care UOCT este minimă. e gasit. Valoarea rezistenței rezistorului R2 depinde de inductanța înfășurării secundare T1 și se află în intervalul 5 ... 20 kΩ pentru inductanța sa 40 ... 200 μH (valori mai mari ale rezistenței pentru o inductanță mai mare).

În condiții de radioamatori, cel mai adesea un microampermetru cu o scară liniară este utilizat în indicatorul contorului SWR și citirea se efectuează conform formulei SWR = (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr), unde I în microamperi sunt citirile indicatorului în modurile „în scădere” și, respectiv, „reflectat”. În acest caz, eroarea datorată neliniarității secțiunii inițiale a caracteristicii I - V a diodelor nu este luată în considerare. Testarea cu sarcini de diferite dimensiuni la o frecvență de 7 MHz a arătat că la o putere de aproximativ 100 W, citirile indicatorului au fost, în medie, cu o diviziune (1 μA) mai mici decât valorile reale, la 25 W - mai puțin cu 2,5 . .. 3 μA, iar la 10 W - cu 4 μA. De aici o recomandare simplă: pentru versiunea de 100 de wați - avansați poziția inițială (zero) a săgeții instrumentului cu o diviziune în sus, iar când utilizați 10 W (de exemplu, la reglarea antenei) adăugați încă 4 µA la "reflectată" poziție pe scară. Un exemplu este numărul „incident/reflectat”, respectiv, 100/16 μA, iar SWR corect ar fi (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Cu o putere semnificativă - 500 W sau mai mult - nu este nevoie de această corecție.

Trebuie remarcat faptul că toate tipurile de contoare SWR de amatori (pe un transformator de curent, punte, pe cuple direcționale) dau valori ale coeficientului de reflexie r, iar valoarea SWR trebuie apoi calculată. Între timp, r este principalul indicator al gradului de acord, iar VSWR este indicatorul derivat. Acest lucru poate fi confirmat de faptul că în telecomunicații gradul de armonizare se caracterizează prin atenuarea inconsecvenței (același r, doar în decibeli). Dispozitivele scumpe de marcă au și un număr r numit pierdere de returnare.

Ce se întâmplă dacă diode de siliciu sunt folosite ca detectoare? Dacă o diodă cu germaniu are o tensiune de tăiere la temperatura camerei, la care curentul prin diodă este de numai 0,2 ... 0,3 μA, este de aproximativ 0,045 V, atunci o diodă cu siliciu are 0,3 V. Prin urmare, pentru a menține precizia citirii la trecerea la diode de siliciu, este necesar să creșteți nivelurile de tensiune Uc și UT ​​(!) de mai mult de 6 ori. În experiment, la înlocuirea diodelor D311 cu KD522 la P = 100 W, sarcină Zn = 75 Ohm și aceleași Uc și UT, s-au obținut următoarele cifre: înainte de înlocuire - 100/19 și VSWR = 1,48, după înlocuire - 100/ 12 și VSWR calculat = 1,27. Utilizarea circuitului de dublare pe diodele KD522 a dat un rezultat și mai rău - 100/11 și VSWR calculat = 1,25.

Corpul senzorului într-o versiune separată poate fi realizat din cupru, aluminiu sau lipit din plăci din fibră de sticlă acoperită cu folie dublu, cu o grosime de 1,5 ... 2 mm. O schiță a unei astfel de structuri este prezentată în Fig. 8, a.

Carcasa este formată din două compartimente, dintre care unul are conectori HF unul vizavi de celălalt (CP - 50 sau SO - 239 cu flanșe 25x25 mm), un jumper realizat dintr-un fir de 1,4 mm în izolație din polietilenă cu diametrul de 4,8 mm (din cablu). RK50 - 4), un transformator de curent T1, condensatori ai unui divizor capacitiv și o bobină de compensare L1, în celălalt - rezistențe R1, R2, diode, condensatoare trimmer și de blocare și un conector LF de dimensiuni mici. Cabluri T1 de lungime minimă. Punctul de joncțiune al condensatoarelor C1 „și C1” cu bobina L1 „atârnă în aer”, iar punctul de joncțiune al condensatoarelor C4 și C5 a terminalului central al conectorului HZ este conectat la carcasa dispozitivului.

Deflectoarele 2, 3 și 5 au aceeași dimensiune. Nu există găuri în peretele despărțitor 2, iar în compartimentul despărțitor 5 se face o gaură pentru un conector LF specific prin care va fi conectată unitatea de indicator. În jumperul din mijloc 3 (Fig. 8, b), este selectată o folie în jurul celor trei găuri de pe ambele părți, iar trei conductoare de trecere sunt instalate în găuri (de exemplu, șuruburi din alamă M2 și MZ). Schițele de perete lateral 1 și 4 sunt prezentate în Fig. 8, c. Liniile punctate arată punctele de conectare înainte de lipire, care se realizează pe ambele părți pentru o mai mare rezistență și contact electric.

Pentru a regla și verifica contorul SWR, aveți nevoie de un rezistor de sarcină exemplar de 50 Ohm (echivalent antenă) cu o putere de 50 ... 100 W. Unul dintre posibilele modele de radio amator este prezentat în Fig. 11. Folosește o rezistență TVO comună de 51 Ohm și o putere disipată de 60 W (dreptunghi care măsoară 45 x 25 x 180 mm).

În interiorul corpului ceramic al rezistenței este un canal lung cilindric umplut cu o substanță rezistivă. Rezistorul trebuie apăsat ferm pe partea inferioară a carcasei de aluminiu. Acest lucru îmbunătățește disiparea căldurii și creează o capacitate distribuită care îmbunătățește banda largă. Cu ajutorul unor rezistențe suplimentare cu o putere de disipare de 2 W, rezistența de sarcină de intrare este setată în intervalul 49,9 ... 50,1 Ohm. Cu un mic condensator de corecție la intrare (~ 10 pF), pe baza acestui rezistor, este posibil să se obțină o sarcină cu un VSWR nu mai rău de 1,05 în banda de frecvență de până la 30 MHz. Sarcini excelente sunt obținute din rezistențe speciale de dimensiuni mici de tip P1-3 cu o valoare nominală de 49,9 ohmi, care pot rezista la o putere semnificativă atunci când se utilizează un radiator extern.

Au fost efectuate teste comparative ale contoarelor SWR de la diferite companii și dispozitivele descrise în acest articol. Testul a constat în faptul că o sarcină de neegalat de 75 ohmi (echivalent cu o antenă de 100 W fabricată din fabrică) a fost conectată la un transmițător cu o putere de ieșire de aproximativ 100 W prin contorul SWR de 50 ohmi testat și s-au făcut două măsurători. Unul - atunci când este conectat cu un cablu scurt RK50 de 10 cm lungime, celălalt - printr-un cablu RK50 cu o lungime de ~ 0,25λ. Cu cât variația citirilor este mai mică, cu atât dispozitivul este mai fiabil.

La o frecvență de 29 MHz, s-au obținut următoarele valori SWR:

• DRAKE WH - 7 ...... 1,46 / 1,54
• DIAMOND SX - 100 ...... 1.3 / 1.7
• ALAN KW - 220 ...... 1.3 / 1.7
• ROGER RSM-600 ...... 1,35 / 1,65
• UT1MA ...... 1,44 / 1,5

Cu o sarcină de 50 ohmi pentru orice lungime de cabluri, toate dispozitivele „împreună” au arătat VSWR< 1,1.

Motivul împrăștierii mari a citirilor RSM - 600 a fost descoperit în timpul studiului său. Acest dispozitiv nu folosește un divizor capacitiv ca senzor de tensiune, ci un transformator de tensiune cu un raport de transformare fix. Acest lucru elimină „problemele” divizorului capacitiv, dar reduce fiabilitatea dispozitivului la măsurarea puterilor mari (putere maximă RSM - 600 - doar 200/400 W). Nu există un trimmer în circuitul său, așa că rezistența de sarcină a transformatorului de curent trebuie să fie de mare precizie (cel puțin 50 ± 0,5 Ohm), dar în realitate a fost folosit un rezistor cu o rezistență de 47,4 Ohm. După înlocuirea acestuia cu un rezistor de 49,9 ohmi, rezultatele măsurătorilor au devenit mult mai bune - 1,48 / 1,58. Poate că același motiv este asociat cu o împrăștiere mare în citirile instrumentelor SX - 100 și KW - 220.

O măsurătoare de sarcină de neegalat cu un cablu opțional cu un sfert de undă de 50 ohmi este o modalitate fiabilă de a verifica calitatea contorului VSWR. Există trei puncte de reținut:

1. Pentru un astfel de test, puteți folosi și o sarcină de 50 Ohm dacă conectați un condensator paralel cu intrarea sa, de exemplu, sub forma unei bucăți mici de cablu coaxial deschis la capăt. Este convenabil să se conecteze printr-un T coaxial. Date experimentale - cu un segment de PK50 28 cm lungime la o frecvență de 29 MHz, o astfel de sarcină combinată a avut un SWR de 1,3 și cu o lungime de 79 cm - un SWR de - 2,5 (conectați orice sarcină la SWR-metru) cu doar un cablu de 50 ohmi)...
2. VSWR real în linie este aproximativ media celor două citiri (cu și fără un cablu suplimentar de sfert de undă).
3. Când se măsoară un dispozitiv real de alimentare cu antenă, pot apărea dificultăți asociate cu fluxul de curent către suprafața exterioară a mantalei cablului. În prezența unui astfel de curent, o modificare a lungimii alimentatorului de jos poate duce la o modificare a acestui curent, ceea ce va duce la o modificare a sarcinii alimentatorului și a VSWR real. Este posibil să se reducă influența curentului extern prin rularea alimentatorului care intră în cameră sub forma unei bobine de 15 ... 20 de spire cu un diametru de 15 ... 20 cm (choke de protecție).

Literatură

1. D. Lechner, P. Finck. expeditor Kurzwellen. - Berlin: Militarverlag, 1979.
2. W.B. Bruene - O imagine interioară a wattmetrelor direcționale. - QST, aprilie 1959.
3. D. DeMaw. Măsurarea puterii RF în linie. - QST, decembrie 1969.
4. W. Orr, S. Cowan. Manualul antenei fasciculului. - RAC, SUA, 1993.
5. Beketov V., Kharchenko K. Măsurători și teste în proiectarea și reglarea antenelor radio amatori. - M .: Comunicare, 1971.

Raportul de undă staționară de tensiune (VSWR, VSWR)

Raportul de undă staționară de tensiune (VSWR, VSWR)

În lumea modernă, tehnologia electronică se dezvoltă vertiginos. În fiecare zi apare ceva nou, iar acestea nu sunt doar mici îmbunătățiri ale modelelor existente, ci și rezultatele utilizării tehnologiilor inovatoare care pot îmbunătăți semnificativ performanța.

Industria de fabricare a instrumentelor ține pasul cu industria electronică - la urma urmei, pentru a dezvolta și lansa noi dispozitive pe piață, acestea trebuie testate temeinic, atât în ​​faza de proiectare și dezvoltare, cât și în faza de producție. Apar noi tehnici de măsurare și noi metode de măsurare și, în consecință, noi termeni și concepte.

Pentru cei care întâlnesc adesea abrevieri, abrevieri și termeni de neînțeles și ar dori să le înțeleagă mai bine semnificațiile, această secțiune este destinată.

Raportul de undă staționară a tensiunii este raportul dintre cea mai mare valoare a amplitudinii tensiunii de-a lungul liniei și cea mai mică valoare.

Raportul de undă staționară a tensiunii este calculat prin formula:

,
unde U 1 și U 2 sunt amplitudinile undelor incidente și, respectiv, reflectate.

În mod ideal, VSWR = 1, ceea ce înseamnă că nu există undă reflectată. Când apare o undă reflectată, aceasta crește direct proporțional cu gradul de nepotrivire dintre cale și sarcină. Valorile VSWR admisibile la frecvența de funcționare sau în banda de frecvență pentru diferite dispozitive sunt reglementate în condițiile tehnice și GOST. Valorile de obicei acceptabile pentru coeficient sunt în intervalul de la 1,1 la 2,0.

VSWR se măsoară, de exemplu, folosind două cuple direcționale conectate la cale în direcția opusă. În tehnologia spațială, VSWR este măsurată de senzori VSWR încorporați în căile ghidurilor de undă. Analizoarele de rețea moderne au și senzori VSWR încorporați.

Când se efectuează măsurători ale VSWR, este necesar să se țină cont de faptul că atenuarea semnalului în cablu duce la erori de măsurare. Acest lucru se datorează faptului că atât undele incidente, cât și cele reflectate sunt atenuate. În astfel de cazuri, VSWR se calculează după cum urmează:

,

unde K este coeficientul de atenuare al undei reflectate, care se calculează după cum urmează: K = 2BL,
aici B este atenuarea specifică, dB / m;
L - lungimea cablului, m;
iar factorul de 2 ia în considerare faptul că semnalul este atenuat în timpul transmisiei de la sursa semnalului de microunde către antenă și pe calea de întoarcere.

După ce antena este instalată, aceasta trebuie ajustată la valoarea SWR minimă în mijlocul secțiunii de frecvență de funcționare, sau dacă se presupune că funcționează la o singură frecvență, conform valorii SWR minime la această frecvență.
Ce este SWR? VSWR - raportul undelor staționare - este o măsură a potrivirii traseului antenă-alimentator. Arată procentul de pierdere de putere în antenă. Pierderile de putere la diferite valori ale VSWR sunt date în tabelul 1.

Tabelul 1. Pierderi de putere la diferite valori ale VSWR

Fig 1. Schema de conexiuni pentru contorul SWR

ATENŢIE!!! Aparatul trebuie să poată funcționa la puterea de ieșire! Adică dacă dispozitivul este proiectat pentru o putere maximă de 10W, și este alimentat cu 100W la intrare, atunci rezultatul va fi destul de evident sub formă de fum și este destul de palpabil la miros. Comutatorul trebuie să fie plasat în poziția FWD (pornit direct). După ce ați pornit angrenajul, trebuie să setați indicatorul săgeată la capătul scalei cu mânerul. Acesta este modul în care citirile instrumentului sunt calibrate. Instrumentul trebuie calibrat de fiecare dată când se schimbă frecvența de operare. Apoi, prin comutarea (cu angrenajul oprit) dispozitivul în poziția REF (pornire inversă), porniți treapta de viteză și citiți valoarea SWR pe scara dispozitivului.

Luați în considerare un exemplu de reglare a antenei la frecvența medie a rețelei C (frecvență 27,205 MHz) prin schimbarea lungimii tijei. În primul rând, trebuie să măsurați valoarea SWR pe 1 canal al rețelei C. Apoi, pe ultimul (40) canal al rețelei C. Dacă valoarea SWR este mai mare de 3 în ambele cazuri, atunci antena este instalată incorect, nu este proiectat pentru a funcționa în acest interval sau are defecțiuni. Dacă SWR măsurat pe canalul 1 este mai mare decât valoarea SWR pe canalul 40, atunci lungimea pinului trebuie scurtată, dacă dimpotrivă, pinul trebuie prelungit (tras din suport). Stăm pe canalul 20 al rețelei C, măsurăm SWR, ne amintim valoarea acestuia. Deșurubați șuruburile care fixează știftul, mutați-l cu 7-10 mm în direcția dorită, strângeți șuruburile, verificați din nou SWR. Dacă pinul este împins până la capăt și VSWR este încă mare, va trebui să scurtați fizic pinul. Dacă știftul este extins cât mai mult posibil, atunci lungimea bobinei potrivite va trebui mărită. Instalați știftul în mijlocul suportului. Mușcă 5-7 mm, măsoară SWR, mușcă din nou. În același timp, ne asigurăm că valoarea VSWR scade. Imediat ce atinge un minim si incepe sa creasca, incetam sa batem joc de pin si apoi ajustam lungimea acestuia prin schimbarea pozitiei in antena.Astfel, gasim SWR-ul minim.

Vă rugăm să rețineți că antena trebuie reglată numai în locul instalării sale FINALE. Aceasta înseamnă că, după mutarea antenei în alt loc, va trebui să fie reglată din nou.

Dacă obțineți un VSWR de aproximativ 1,1-1,3, acesta este un rezultat excelent.

Dacă obțineți un SWR de ordinul 1,3-1,7, acesta este de asemenea bun și nu aveți de ce să vă faceți griji.

Dacă VSWR este 1,8 - 2, atunci ar trebui să acordați atenție pierderilor din conectorii HF (pregătirea incorectă a cablului, lipirea slabă a miezului central al cablului etc.) Pentru o antenă, un astfel de nivel de potrivire va însemna că are probleme cu potrivirea și are nevoie de reglare.

VSWR 2.1 - 5 înseamnă o defecțiune clară a antenei sau o instalare incorectă. VSWR mai mult de 5 înseamnă o întrerupere a miezului central din cablu sau din antenă.

Din altă sursă

Lungimi de cablu de 50 ohmi în jumătate de undă, modul „repetor de jumătate de undă” (adevarat pentru cablurile cu izolație solidă din polietilenă a miezului central)

Numărul de semi-unde
Mesh „C” Mesh „D” Mesh „C” și „D”

Frecvența centrală MHz
27.5

Lungimea cablului tăiat
1 3.639m 3.580m 3.611m
2 7.278m 7.160m 7.222m
3 10.917m 10.739m 10.833m
4 14.560m 14.319m 14.444m
5 18.195m 17.899m 18.055m

Raportul undelor staţionare

Raportul undelor staţionare- Raportul dintre valoarea cea mai mare a amplitudinii intensității câmpului electric sau magnetic al undei staționare în linia de transmisie la cea mai mică.

Caracterizează gradul de potrivire a antenei și a alimentatorului (se vorbește și despre potrivirea ieșirii emițătorului și a alimentatorului) și este o mărime dependentă de frecvență. Reciproca VSWR se numește KBV - coeficientul undei de călătorie. Este necesar să se facă distincția între valorile VSWR și VSWR (raportul de undă staționară de tensiune): primul este calculat în funcție de putere, al doilea - după amplitudinea tensiunii și este folosit mai des în practică; în general, aceste concepte sunt echivalente.

Raportul de undă staționară a tensiunii este calculat prin formula:,
Unde U 1și U 2- amplitudinile undelor incidente, respectiv reflectate.
Este posibil să se stabilească o relație între KCBH și coeficientul de reflexie Г:
De asemenea, valoarea raportului undelor staţionare poate fi obţinută din expresiile pentru parametrii S (vezi mai jos).

În mod ideal, VSWR = 1, ceea ce înseamnă că nu există undă reflectată. Când apare o undă reflectată, VSWR crește direct proporțional cu gradul de nepotrivire dintre cale și sarcină. Valorile VSWR admisibile la frecvența de funcționare sau în banda de frecvență pentru diferite dispozitive sunt reglementate în condițiile tehnice și GOST. Valorile de obicei acceptabile pentru coeficient sunt în intervalul de la 1,1 la 2,0.

Valoarea SWR depinde de mulți factori, de exemplu:

• Impedanța caracteristică a cablului cu microunde și a sursei de semnal cu microunde
• Discontinuități, vârfuri în cabluri sau ghiduri de undă
• Calitatea tăierii cablurilor în conectorii pentru microunde (conectori)
• Disponibilitatea conectorilor adaptor
• Impedanța antenei la punctul de conectare a cablului
• Calitatea fabricației și setările sursei de semnal și ale consumatorului (antene etc.)

VSWR se măsoară, de exemplu, folosind două cuple direcționale conectate la cale în direcția opusă. În tehnologia spațială, VSWR este măsurată de senzori VSWR încorporați în căile ghidurilor de undă. Analizoarele de rețea moderne au și senzori VSWR încorporați.
Când se efectuează măsurători ale VSWR, este necesar să se țină cont de faptul că atenuarea semnalului în cablu duce la erori de măsurare. Acest lucru se datorează faptului că atât undele incidente, cât și cele reflectate sunt atenuate. În astfel de cazuri, VSWR se calculează după cum urmează:,

Unde LA este coeficientul de atenuare al undei reflectate, care se calculează după cum urmează:,
Aici V- atenuare specifica, dB/m;
L- lungimea cablului, m;
iar factorul de 2 ia în considerare faptul că semnalul este atenuat în timpul transmisiei de la sursa semnalului de microunde către antenă și pe calea de întoarcere. Deci, atunci când utilizați cablul PK50-7-15, atenuarea specifică la frecvențele C-Bi (aproximativ 27 MHz) este de 0,04 dB / m, apoi cu o lungime a cablului de 40 m, semnalul reflectat va experimenta o atenuare de 0,04 2 40 = 3,2 dB. Acest lucru va duce la faptul că cu o valoare VSWR reală egală cu 2,00, dispozitivul va afișa doar 1,38; cu o valoare reală de 3,00, dispozitivul va afișa aproximativ 2,08.

O valoare proastă (înaltă) a SWR (H) a sarcinii duce nu numai la o deteriorare a eficienței datorită scăderii puterii utile furnizate sarcinii. Alte consecințe sunt posibile:

• Eșecul unui amplificator sau tranzistor puternic, deoarece la ieșire (colector) tensiunea semnalului de ieșire și unda reflectată sunt însumate (în cel mai rău caz), care poate depăși tensiunea maximă admisă a joncțiunii semiconductoare.
• Deteriorarea răspunsului neuniform în frecvență al tractului.
• Excitarea cascadelor conjugate.

Pentru a elimina acest lucru, pot fi folosite supape de protecție sau circulatoare. Dar cu munca prelungită la o sarcină proastă, acestea pot eșua. Pentru liniile de transmisie cu putere redusă, pot fi utilizate atenuatoare potrivite.

Conectarea VSWR cu parametrii S ai unei rețele cu patru porturi

Raportul undelor staționare poate fi asociat fără ambiguitate cu parametrii de transmisie ai rețelei cu patru porturi (parametri S):

unde este coeficientul complex de reflexie a semnalului de la intrarea căii măsurate;

Analogii KSV în publicațiile străine

• VSWR - analog complet al VSWR
• SWR - analog complet al SWR

Note (editare)

Fundația Wikimedia. 2010.

Într-o linie cu VSWR> 1, prezența puterii reflectate nu duce la pierderea puterii transmise, deși se observă unele pierderi datorită atenuării finale în linie într-o linie de alimentare fără pierderi, nu există pierderi de putere din cauza reflexiei, indiferent de magnitudinea VSWR. Pe toate benzile HF cu cablu cu pierderi reduse, pierderea în linia nepotrivită este de obicei neglijabilă, dar pe VHF poate fi semnificativă, iar la microunde poate fi chiar extrem de mare. Atenuarea unui cablu depinde în primul rând de caracteristicile cablului în sine și de lungimea acestuia. În funcționarea HV, cablul trebuie să fie foarte lung sau foarte rău pentru ca pierderea cablului să devină foarte semnificativă.

Puterea reflectată nu trece înapoi în transmițător și nu îl deteriorează. Deteriorarea, uneori atribuită VSWR ridicat, determină de obicei treapta de ieșire a transmițătorului să funcționeze cu o sarcină de neegalat. Emițătorul nu „vede” SWR, ci „vede” doar impedanța de sarcină, care depinde și de SWR. Aceasta înseamnă că impedanța sarcinii poate fi ajustată exact după cum este necesar (de exemplu, folosind un tuner de antenă) fără să vă faceți griji cu privire la VSWR din alimentator.

Eforturile depuse pentru reducerea SWR sub 2: 1 în orice linie coaxială par în general a fi irosite - în ceea ce privește creșterea eficienței radiației antenei, dar este recomandabil dacă circuitul de protecție a transmițătorului este declanșat, de exemplu, atunci când SWR> 1.5.

Un SWR ridicat nu indică neapărat că antena are performanțe slabe.- eficiența de radiație a antenei este determinată de raportul dintre rezistența sa la radiație și rezistența totală de intrare.

VSWR scăzut nu este neapărat un indiciu că sistemul de antenă este bun. Dimpotrivă, un VSWR scăzut într-o bandă largă de frecvență dă naștere la suspiciuni că, de exemplu, într-o antenă dipol sau verticală, rezistența la pierderi este mare din cauza conexiunilor și contactelor slabe, a sistemului de împământare ineficient, a pierderilor de cabluri, a pătrunderii umidității în linie etc. Deci, sarcina echivalentă oferă un VSWR = 1,0 în linie, dar nu radiază deloc, iar o antenă verticală scurtă cu o rezistență la radiație de 0,1 Ohm și o pierdere de rezistență de 49,9 Ohm radiază doar 0,2% din puterea de intrare, în timp ce furnizează VSWR 1.0 în alimentator.

Pentru a obține curent RF maxim și radiatorul sistemului de antenă nu trebuie să aibă o lungime rezonantăși nu necesită o lungime specifică a alimentatorului. O nepotrivire semnificativă între linia de alimentare și emițător nu împiedică emițătorul să absoarbă toată puterea efectivă primită. Folosind potrivirea adecvată (de exemplu, un tuner de antenă) pentru a compensa reactivitatea radiatorului nerezonant la punctul de conectare al liniei de alimentare cu o lungime aleatorie, sistemul de antenă este potrivit și aproape toată puterea furnizată poate fi radiat eficient.

SWR din linia de alimentare nu este afectată de setarea tunerului de antenă instalat lângă transmițător... Un VSWR scăzut atins cu tunerul este de obicei un indiciu că a avut loc o nepotrivire între transmițător și intrarea tunerului de antenă în timpul procesului de acordare a tunerului, iar transmițătorul funcționează cu o sarcină de neegalat.

Contrar credinței populare, cu un tuner de antenă echilibrat (echilibrat) și o linie deschisă de alimentare cu două fire, radiația de la un dipol alimentat central de 80 m care operează în intervalul de 3,5 MHz nu este cu mult mai eficientă decât radiația aceluiași Antenă de 48 m care funcționează în aceeași rază și cu aceeași putere de emițător. Eficiența de radiație a unui dipol reglat în rezonanță la o frecvență de, de exemplu, 3750 kHz este practic aceeași ca la o frecvență de 3500 sau 4000 kHz folosind orice alimentator de lungime rezonabilă; deși se poate aștepta ca VSWR la marginile intervalului să fie de până la 5 și ca cablul coaxial să acționeze de fapt ca o linie reglată. În acest caz, desigur, va fi necesar să se folosească un dispozitiv adecvat de potrivire (de ex. tuner de antenă) între transmițător și alimentator. Dacă alimentatorul coaxial al oricărui sistem de antenă necesită o anumită lungime pentru a realiza potrivirea, aceeași impedanță de intrare poate fi obținută cu orice lungime de cablu folosind o rețea de potrivire simplă adecvată de inductori și condensatori.

VSWR ridicat într-un alimentator coaxial cauzat de o nepotrivire semnificativă între impedanța caracteristică a liniei și impedanța de intrare a antenei, în sine nu provoacă apariția curentului HF pe suprafața exterioară a mantalei cablului și radiația liniei de alimentare... La lungimi de undă scurte, un VSWR ridicat în orice linie deschisă care operează cu un VSWR ridicat nu va face nici să curgă curentul de antenă prin linie și nici nu va provoca emisii de linie, cu condiția ca curenții de linie să fie echilibrați și distanța dintre conductorii de linie să fie mică. în comparație cu linia de operare.lungimea de undă (acest lucru este valabil și pe VHF, cu condiția să nu existe curbe ascuțite în linie). Curentul de pe suprafața exterioară a mantalei alimentatorului și radiația alimentatorului sunt practic absente dacă antena este echilibrată față de sol și alimentator (de exemplu, atunci când se folosește o antenă orizontală, alimentatorul trebuie să fie vertical); în astfel de cazuri nu este necesară utilizarea balun-urilor între antenă și alimentator.

Contoarele SWR instalate între antenă și alimentator nu oferă o măsurare SWR mai precisă... VSWR din alimentator nu poate fi ajustat prin modificarea lungimii liniei. Dacă citirile contorului SWR variază semnificativ în timpul deplasării de-a lungul liniei, acest lucru poate indica un efect de alimentare a antenei cauzat de curentul care curge prin partea exterioară a mantalei cablului coaxial și/sau un design slab al contorului SWR, dar nu că SWR se modifică de-a lungul liniilor.

Orice reactanță adăugată la sarcina rezonantă existentă (care are doar rezistență) pentru a reduce VSWR în linie va cauza doar o creștere a reflexiei. Cel mai mic VSWR din alimentator este observat la frecvența de rezonanță a elementului radiant și este complet independent de lungimea alimentatorului.

Eficiența de radiație a diferitelor tipuri de dipoli (de la un fir subțire, dipol de buclă, dipol „gros”, capcană sau dipol coaxial) este practic aceeași, cu condiția ca fiecare dintre ei să aibă pierderi ohmice nesemnificative și să fie alimentat cu aceeași putere. Cu toate acestea, dipolii „groși” și în buclă au o bandă de frecvență de operare mai largă în comparație cu o antenă cu fir subțire.

Dacă impedanța de intrare a antenei diferă de impedanța caracteristică a liniei de alimentare, atunci impedanța de sarcină a transmițătorului poate fi foarte diferită de impedanța caracteristică a liniei (dacă lungimea electrică a liniei nu este un multiplu de L / 2), și de la impedanța la punctul de conectare la antenă. În acest caz, impedanța de sarcină a transmițătorului depinde și de lungimea alimentatorului, care acționează ca un transformator de impedanță. În astfel de cazuri, dacă nu este instalat un circuit adecvat de potrivire între transmițător și linia de transmisie, impedanța de sarcină poate fi complexă (adică activă și reactivă), iar circuitele de ieșire ale transmițătorului ar putea să nu poată face față acesteia. În acest caz, schimbarea lungimii liniei de transmisie reușește uneori să echilibreze sarcina cu transmițătorul - această circumstanță, mai degrabă decât orice pierderi asociate cu VSWR, a condus la multe concepții greșite despre funcționarea liniilor de alimentare.

Orice antenă alimentată centrală de orice lungime rezonabilă cu orice tip de alimentator cu pierderi reduse va asigura o emisie rezonabil de eficientă a energiei electromagnetice. Acest lucru necesită de obicei un tuner de antenă bun dacă transmițătorul este proiectat să funcționeze cu o sarcină de impedanță scăzută (de exemplu, 50 ohmi). Acest lucru explică de ce dipolul alimentat central a rămas o antenă multi-bandă populară de mulți ani.