Umzch sukhova az importált alkatrészekről. Umzch vv mikrokontroller vezérlő rendszerrel. A szolgáltatási csomópontok teljes készlete

Victor Zhukovsky, Krasznoarmeysk, Donyeck régió.

Az UMZCH VV-2010 egy új fejlesztés a jól ismert UMZCH BB (nagy hűségű) erősítők sorából [1; 2; öt]. Számos használt műszaki megoldást befolyásolt az Ageev SI munkája. ...

Az erősítő 0,001% nagyságrendű Kr-t ad 20 kHz frekvencián, Pout = 150 W mellett, 8 Ohm terhelés mellett, egy kis jel frekvenciasávot -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz szinten, -100 V / μs kimeneti feszültség megfordítási sebessége, jel-zaj arány és jel / háttér -120 dB.

A könnyű üzemmódban működő op-erősítő, valamint a mély, helyi OOS által lefedett feszültségerősítőben csak OK és OB fokozatok használata miatt az UMZCH BB még az általános OOS bevezetése előtt is rendkívül lineáris fedett. A legelső, nagy felbontású erősítőben, még 1985-ben, olyan megoldásokat alkalmaztak, amelyeket addig csak a méréstechnikában alkalmaztak: Az egyenáramú üzemmódokat külön szolgáltató egység támogatja, hogy csökkentse az interfész torzulásait, az érintkező átmeneti ellenállását A váltakozó áramú relé csoportját közös negatív visszacsatolás fedi le, és egy speciális egység hatékonyan kompenzálja a váltakozó áramú kábelek ellenállásának ezen torzulásait. A hagyomány megmaradt az UMZCH VV-2010-ben, ugyanakkor az általános OOS kiterjed a kimeneti aluláteresztő szűrő ellenállására is.

A többi UMZCH, mind professzionális, mind amatőr tervek túlnyomó többségében sok ilyen megoldás még mindig hiányzik. Ugyanakkor az UMZCH BB magas műszaki jellemzőit és audiofil előnyeit egyszerű áramköri megoldásokkal és minimum aktív elemekkel érik el. Valójában ez egy viszonylag egyszerű erősítő: egy csatorna sietség nélkül összeállítható pár nap alatt, és a beállítás csak a kimeneti tranzisztorok szükséges nyugalmi áramának beállításában áll. Különösen a kezdő rádióamatőrök számára kidolgoztak egy módszert csomópontonként, szakaszonként teljesítményellenőrzésre és -beállításra, amelynek segítségével a lehetséges hibák helyeit biztonságosan lokalizálni és azok következményeit megelőzni már a az UMZCH teljes összeszerelése. Az ezzel vagy hasonló erősítőkkel kapcsolatos minden lehetséges kérdéshez részletes magyarázat található, mind papíron, mind az interneten.

Az erősítő bemenetén egy R1C1 felüláteresztő szűrőt kapunk, amelynek frekvenciája 1,6 Hz, 1. ábra. De az üzemmód-stabilizáló készülék hatékonysága lehetővé teszi, hogy az erősítő legfeljebb 400 mV DC feszültséget tartalmazó bemeneti jellel működjön. Ezért kizárt a C1, amely megvalósítja a kondenzátorok nélküli © utat övező audiofil álmot, és jelentősen javítja az erősítő hangját.

Az R2C2 bemeneti aluláteresztő szűrő C2 kondenzátorának kapacitását úgy választják meg, hogy a bemeneti aluláteresztő szűrő vágási frekvenciája, figyelembe véve az előerősítő kimeneti impedanciáját 500 Ohm -1 kOhm, a 120 és a 200 kHz. Az DA erősítő bemenetére R3R5C3 frekvencia-korrekciós áramkört helyeznek, amely korlátozza az UMZCH kimeneti oldaláról a visszacsatoló áramkörön keresztül kapott harmonikusok és interferenciák sávját 215 kHz-es sávval -3 dB szinten. és növeli az erősítő stabilitását. Ez az áramkör lehetővé teszi, hogy csökkentse a különbségjelet az áramkör kikapcsolási frekvenciája felett, és ezáltal kiküszöbölje a feszültségerősítő szükségtelen túlterhelését nagyfrekvenciás interferencia, interferencia és harmonikus jelek révén, kiküszöbölve a dinamikus intermodulációs torzítás (TIM; DIM) lehetőségét.

Ezután a jelet a DA1 bemeneténél terepi tranzisztorokkal ellátott, alacsony zajszintű műveleti erősítő bemenetére vezetik. Az UMZCH BB-vel szemben számos "követelést" az ellenfelek arra hivatkoznak, hogy op-amp-ot használnak a bemenetnél, állítólag rontják a hangminõséget és "ellopják a hang virtuális mélységét". E tekintetben figyelmet kell fordítani az OS működésének néhány egészen nyilvánvaló jellemzőjére az UMZCH robbanóanyagban.

A működési erősítők, előerősítők, a DAC utáni op erősítők több volt kimeneti feszültség fejlesztésére kényszerülnek. Mivel az op-amp erősítése kicsi, 500-2000-szeres 20 kHz-en, ez azt jelzi, hogy a különbségjel viszonylag nagy feszültségével működnek - több száz mikrovoltból alacsony frekvencián több millivoltig 20 kHz-en és egy nagy valószínűséggel vezet be intermodulációs torzítást az op-amp bemeneti szakasza által. Ezen op erősítők kimeneti feszültsége megegyezik a feszültségerősítés utolsó szakaszának kimeneti feszültségével, amelyet általában egy OE-vel ellátott áramkör szerint hajtanak végre. A több voltos kimeneti feszültség meglehetősen nagy bemeneti és kimeneti feszültséggel jelzi ennek a fokozatnak a működését, és ennek eredményeként torzításokat vezet be az erősített jelbe. Az op-erősítőt a párhuzamosan csatlakoztatott OOS áramkör ellenállására és a terhelésre terhelik, amely néha több kiló ohmos, ami akár több milliampert is igényel az erősítő kimeneti követőjétől. Ezért az IC kimeneti követőjének áramában bekövetkező változások, amelyek kimeneti fokozatai legfeljebb 2 mA áramot fogyasztanak, meglehetősen jelentősek, ami azt is jelzi, hogy torzításokat vezetnek be az erősített jelbe. Látjuk, hogy a bemeneti fokozat, a feszültségerősítési fokozat és az op-amp kimeneti fokozat torzulást okozhat.

De a nagy pontosságú erősítő áramkör, a feszültségerősítő tranzisztoros részének nagy erősítése és bemeneti ellenállása miatt, nagyon kíméletes működési feltételeket biztosít a DA1 op-amp számára. Ítélje meg maga. Még az 50 V névleges kimeneti feszültséget kifejlesztett UMZCH-ban is az op-amp differenciális bemeneti fokozata 12 μV feszültségkülönbség-jelekkel működik 500 Hz-től 500 μV-ig 20 kHz-es frekvencián. A differenciál kaszkád nagy bemeneti túlterhelési kapacitásának a mezőhatású tranzisztorokon végzett aránya és a különbségjel szűkös feszültségének aránya biztosítja a jelerősítés nagy linearitását. Az op-amp kimeneti feszültség nem haladja meg a 300 mV-ot. amely a feszültségerősítő fokozat alacsony bemeneti feszültségét jelzi az operációs erősítő közös emitterével - 60 μV-ig - és annak lineáris működési módjával. Az op-amp kimeneti fokozata körülbelül 100 kOhm-ot juttat a terheléshez a VT2 bázis oldaláról, legfeljebb 3 μA váltakozó áramot. Következésképpen az op-amp kimeneti fokozata is rendkívül könnyű üzemmódban működik, gyakorlatilag alapjáraton. Valódi zenei jelnél a feszültségek és áramok legtöbbször nagyságrenddel kisebbek, mint a megadott értékek.

A különbség és a kimeneti jelek feszültségének, valamint a terhelési áram összehasonlításából látható, hogy általában az UMZCH BB operációs erősítője több százszor könnyebben, tehát lineáris üzemmódban működik, mint a Az előerősítők és a CD-lejátszók DAC utáni op-erősítőinek üzemmódja, amelyek forrásként szolgálnak jelként az UMZCH számára bármilyen OOS mélység mellett, és anélkül is. Következésképpen ugyanaz az op-amp sokkal kevesebb torzulást eredményez az UMZCH BB-ben, mint egyetlen befogadás esetén.

Ritkán van olyan vélemény, hogy a kaszkád által előidézett torzítás kétértelműen függ a bemeneti jel feszültségétől. Ez tévedés. A kaszkád nemlinearitásának megnyilvánulásának a bemeneti jel feszültségétől való függése egy vagy másik törvénynek engedelmeskedhet, de mindig egyértelmű: ennek a feszültségnek a növekedése soha nem vezet a bevezetett torzítás csökkenéséhez, hanem csak egy növekedés.

Ismeretes, hogy a torzítási szorzatok szintje egy adott frekvencián az adott frekvencia negatív visszacsatolásának mélységével arányosan csökken. Az OOS erősítő lefedettsége előtt, a bemeneti jel kicsi volta miatt alacsony frekvenciákon a terhelés nélküli erősítés nem mérhető. A számítások szerint az OOS lefedettség előtt kifejlesztett terhelés nélküli erősítés lehetővé teszi a 104 dB OOS mélység elérését 500 Hz-ig terjedő frekvenciákon. A 10 kHz-től kezdődő frekvenciák mérései azt mutatják, hogy az OOS mélysége 10 kHz frekvencián eléri a 80 dB-t, 20 kHz - 72 dB frekvencián, 50 kHz - 62 dB és 40 dB frekvencián - 200 frekvencián kHz. A 2. ábra az UMZCH VV-2010 amplitúdó-frekvencia jellemzőit mutatja, összehasonlításképpen összetettségükben hasonló Leonid Zuev UMZCH-jához.

A nagy erősítés az OOS lefedettség előtt a HV erősítő áramkörök fő jellemzője. Mivel minden áramköri trükk célja nagy linearitás és nagy nyereség elérése a mély visszacsatolás fenntartása érdekében a lehető legszélesebb frekvenciasávban, ez azt jelenti, hogy az erősítők paramétereinek javítására szolgáló áramköri módszereket kimerítik az ilyen struktúrák. A torzítás további csökkentését csak olyan konstruktív intézkedésekkel lehet biztosítani, amelyek célja a kimeneti fokozat harmonikusainak a bemeneti áramkörökbe, különösen az invertáló bemeneti áramkörbe történő interferenciájának csökkentése, amelynek nyeresége maximális.

Az UMZCH BB áramkör másik jellemzője a feszültségerősítő kimeneti fokozatának áramszabályozása. A bemeneti op-amp vezérli a feszültség-áram konverziós fokozatot, amelyet OK és OB segítségével hajtanak végre, és a kapott áramot levonják a fokozat nyugalmi áramából, amelyet az OB-vel ellátott áramkör szerint hajtanak végre.

1 kOhm ellenállású R17 linearizáló ellenállás használata a VT1, VT2 differenciál fokozatban a tranzisztorokon eltérő felépítésű soros tápegységgel 40 dB mélységű helyi visszacsatolás létrehozásával növeli a DA1 op-amp kimeneti feszültségének a VT2 kollektorárammá történő átalakításának linearitását. Ez látható a kibocsátó saját VT1, VT2 - körülbelül 5 Ohm - ellenállásának összegével az R17 ellenállással, vagy a VT1, VT2 - kb. 50 mV hőfeszültségek összegének és az R17 ellenálláson eső feszültségesés összegével. , amely 5,2 - 5,6 V ...

A vizsgált áramkör szerint épített erősítők éles, 40 dB / évtizedes frekvenciával rendelkeznek, az erősítés csökkenése meghaladja a 13 ... 16 kHz frekvenciát. A 20 kHz feletti frekvenciákon a torzítás szorzatának számító hibajel két-három nagyságrenddel kisebb, mint a hasznos audiojel. Ez lehetővé teszi a differenciális VT1, VT2 kaszkád lineárisságának ezen frekvenciákon történő átalakítását a VN tranzisztoros részének erősítésének növekedésévé. A VT1, VT2 differenciál kaszkád áramának kisebb változásai miatt a gyenge jelek erősítésével annak linearitása nem romlik jelentősen a helyi OOS mélységének csökkenésével, hanem a DA1 op-amp működése üzemmódban amelyeknek a teljes erősítő linearitása függ ezektől a frekvenciáktól, az erősítési margó megkönnyíti, mivel a műveleti erősítő által bevezetett torzulást meghatározó összes feszültség, a differenciáljeltől a kimenőjelig kezdve, a nyereség erősítésével arányosan csökken adott frekvencia.

Az R18C13 és R19C16 fáziselőleg-korrekciós áramköröket optimalizálták a szimulátorban annak érdekében, hogy az op-amp feszültségkülönbségét több megahertzes frekvenciákra csökkentsék. Több száz kilohertz nagyságrendű frekvencián meg lehetett növelni az UMZCH VV-2010 erősítését az UMZCH VV-2008-hoz képest. A nyereség erősítése 4 dB volt 200 kHz-nél, 6 300 kHz-nél, 8,6 500 kHz-nél, 10,5 dB 800 kHz-nél, 11 dB 1 MHz-nél és 10-12 dB 2 MHz feletti frekvencián. Ez látható a szimulációs eredményekből, a 3. ábra, ahol az alsó görbe az UMZCH VV-2008, és a felső - UMZCH VV-2010 ólomkorrekciós áramkör frekvencia-válaszára vonatkozik.

A VD7 megvédi a VT1 emitter csatlakozást a C13, C16 túltöltési áramok áramlásából eredő fordított feszültségtől abban az üzemmódban, hogy az UMZCH kimenő jelét feszültséggel és az ebből eredő határfeszültségekkel korlátozzák, az opció kimenetén nagy változással erősítő DA1.

A feszültségerősítő kimeneti fokozata egy VT3 tranzisztoron készül, amely egy közös bázissal rendelkező áramkör szerint van összekötve, amely kizárja a jel behatolását a színpad kimeneti áramköreiből a bemeneti áramkörökbe és növeli annak stabilitását. Az OB-vel rendelkező fokozat, amelyet a VT5 tranzisztor áramgenerátorára terhelnek, és a kimeneti fokozat bemeneti ellenállása nagy stabil erősítést eredményez - akár 13 000 ... 15 000-szeresére. Az R24 ellenállás ellenállásának megválasztása a fele az R26 ellenállás ellenállásának, garantálja a VT1, VT2 és VT3, VT5 nyugalmi áramok egyenlőségét. R24, R26 helyi OOS-t biztosít, amelyek csökkentik az Earley-effektus hatását - a p21e változása a kollektor feszültségétől függően, és az erősítő kezdeti linearitását 40, illetve 46 dB-rel növeli. Az ENSZ tápellátása külön feszültséggel, a kimeneti szakaszok feszültségénél 15 V-mal magasabb modulo-val, lehetővé teszi a VT3, VT5 tranzisztorok kvázi-telítettségének kiküszöbölését, amely a p21e csökkenésében nyilvánul meg, amikor a a kollektor-alap feszültség 7 V alá csökken.

A háromlépcsős kimenetkövető bipoláris tranzisztorokra van felszerelve, és nem igényel különösebb megjegyzéseket. Ne próbáljon meg küzdeni az entrópia © ellen a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának megtakarításával. Nem lehet kevesebb, mint 250 mA; a szerző változatában - 320 mA.

Az AC K1 bekapcsolására szolgáló relé aktiválása előtt az erősítőt az OOS1 fedi le, amelyet az R6R4 osztó bekapcsolásával hajtanak végre. Az R6 ellenállás betartásának pontossága és ezen ellenállások konzisztenciája a különböző csatornákban nem alapvető fontosságú, de az erősítő stabilitásának fenntartása érdekében fontos, hogy az R6 ellenállása ne legyen sokkal alacsonyabb, mint az ellenállások összege. R8 és R70. A K1 relé beindításával az OOS1 kikapcsol, és az R8R70C44 és R4 alkotta OOS2 áramkör működésbe lép, és lefedi a K1.1 érintkező csoportot, ahol az R70C44 kizárja az R71L1 R72C47 kimeneti aluláteresztő szűrőt az OOS áramkörből a fenti frekvenciákon. 33 kHz. A frekvenciafüggő OOS R7C10 csökkenti az UMZCH frekvencia-válaszát a kimeneti aluláteresztő szűrőre 800 kHz frekvencián -3 dB szinten, és OOS mélységet biztosít a frekvencia felett. A frekvenciaválasz csökkenését az AC terminálokon 280 kHz felett -3 dB szinten az R7C10 és a kimeneti aluláteresztő szűrő R71L1 -R72C47 együttes hatása biztosítja.

A hangszórók rezonáns tulajdonságai a diffúzor csillapított hangrázkódásaihoz, az impulzus-expozíció utáni felhangokhoz és a saját feszültségének kialakulásához vezetnek, amikor a hangszóró tekercsének fordulatai keresztezik a mágneses tér vonalait a mágneses rendszer résében. A csillapítási együttható megmutatja, hogy mekkora a diffúzor rezgéseinek amplitúdója és milyen gyorsan csillapodnak, amikor az AC-t generátorként terhelik az UMZCH impedanciájára. Ez az együttható megegyezik a váltakozó áramú ellenállás arányával az UMZCH kimeneti ellenállásának összegével, az váltakozó áramú kapcsolóberendezés érintkezőcsoportjának érintkezési ellenállásával, a kimeneti aluláteresztő szűrő ellenállásával, amelyet általában elégtelen átmérőjű huzal, az AC kábelbilincsek érintkezési ellenállása és maga az AC kábelek ellenállása.

Ezenkívül a hangszórók impedanciája nem lineáris. A torzított áramok áramlása a váltakozó áramú kábelek vezetékein keresztül nagyfokú harmonikus torzítással járó feszültségesést eredményez, amelyet szintén levonnak az erősítő torzítatlan kimeneti feszültségéből. Ezért az AC terminálokon a jel sokkal jobban torzul, mint az UMZCH kimeneténél. Ezek az úgynevezett interfész torzulások.

Ezen torzítások csökkentése érdekében az erősítő kimeneti impedanciájának minden komponensét kompenzálják. Az UMZCH belső kimeneti ellenállása, a relékontaktusok érintkezési ellenállása és a kimeneti aluláteresztő szűrő induktivitásának huzaljának ellenállása csökken az L1 jobb kapcsa felől vett mély általános OOS hatásával. Ezenkívül a jobb R70 kivezetést a "forró" váltakozó áramú terminálhoz csatlakoztatva könnyen kompenzálhatja a váltakozó áramú kábel bilincsének átmeneti ellenállását és az egyik váltóáramú vezeték ellenállását, anélkül, hogy félne az UMZCH előállításától a fázistolódások miatt az OOS által lefedett vezetékek.

A váltakozó áramú vezetékek ellenállásának kompenzálására szolgáló egység invertáló erősítő formájában készül, amelynek Ky = -2 értéke a DA2, R10, C4, R11 és R9 op-amp erősítőn van. Ennek az erősítőnek a bemeneti feszültsége a "hideg" ("föld") váltakozó vezeték feszültségesése. Mivel ellenállása megegyezik az AC kábel "forró" vezetékének ellenállásával, mindkét vezeték ellenállásának kompenzálásához elegendő megduplázni a "hideg" vezeték feszültségét, megfordítani és az R9 ellenálláson keresztül az OOS áramkör R8 és R70 ellenállásának összegével megegyező ellenállást alkalmazza a DA1 op-amp invertáló bemenetére ... Ezután az UMZCH kimeneti feszültsége az AC vezetékeken fellépő feszültségesések összegével nő, ami egyenértékű azzal, hogy kiküszöböli ellenállásuk csillapítási együtthatóra gyakorolt hatását és az interfész torzításának szintjét az AC terminálokon. A hangsugárzók hátsó EMF nemlineáris alkatrészének AC vezetékeinek ellenállásának csökkenése kompenzációra különösen az audio tartomány alacsony frekvenciáin van szükség. A nagyfeszültségű hangszóró jelfeszültségét egy vele sorba kapcsolt ellenállás és kondenzátor korlátozza. Összetett ellenállásuk jóval nagyobb, mint az AC kábel vezetékeinek ellenállása, ezért ennek az ellenállásnak a kompenzációja HF-nél értelmetlen. Ennek alapján az R11C4 integráló áramkör a kompenzátor működési frekvenciasávját 22 kHz-re korlátozza.

Különösen meg kell jegyezni: az AC kábel "forró" vezetékének ellenállását kompenzálni lehet azáltal, hogy lefedjük általános OOS-ját, azáltal, hogy a jobb R70 kivezetést egy speciális huzallal összekötjük a "forró" AC csatlakozóval. Ebben az esetben csak a "hideg" váltóáram ellenállását kell kompenzálni, és a huzalellenállás-kompenzátor erősítését Ku = -1 értékre kell csökkenteni az R10 ellenállás ellenállásának az ellenállással egyenlő megválasztásával. az R11 ellenállás.

A túláramvédő egység megakadályozza a kimeneti tranzisztorok károsodását a terhelés rövidzárlata miatt. Az R53 - R56 és R57 - R60 ellenállások áramérzékelőként szolgálnak, ami elégséges. Az erősítő kimeneti áramának ezeken az ellenállásokon keresztüli áramlása feszültségesést hoz létre, amelyet az R41R42 osztóra vezetnek. A küszöbértéknél nagyobb értékű feszültség megnyitja a VT10 tranzisztort, kollektorárama pedig a VT8 VT8VT9 kiváltó cellát. Ez a cella nyitott tranzisztorokkal állandósult állapotba kerül, és leválasztja a HL1VD8 áramkört, nullára csökkentve a zener diódán keresztüli áramot, és blokkolja a VT3-at. A C21 kis VT3 alapárammal történő lemerítése több ezredmásodpercet vehet igénybe. A kioldó cella kioldása után a C23 alsó lemezén a feszültség, amely a HL1 LED-en található feszültséggel 1,6 V-ra van feltöltve, az ENSZ pozitív tápvezetékéről -7,2 V-ról -1,2-re emelkedik. V 1, ennek a kondenzátornak a felső lemezén a feszültség is 5 V-ot emelkedik. A C21-et az R30 ellenálláson keresztül a C23-on gyorsan kisütik, a VT3 tranzisztor reteszelődik. Közben a VT6 megnyílik, az R33-on keresztül pedig az R36 megnyitja a VT7-et. A VT7 megkeresi a ZD VD9 diódát, kisüti a C22 - R31 kondenzátort és reteszeli a VT5 tranzisztort. Ha nem kap előfeszültséget, a kimeneti szakasz tranzisztorai is kikapcsolnak.

A ravasz kezdeti állapotának visszaállítása és az UMZCH bekapcsolása az SA1 "Reset protection" gomb megnyomásával történik. A C27 VT9 kollektorárammal van feltöltve, és megkerüli a VT8 alapáramkört, lezárva a ravaszt. Ha erre a pillanatra megszűnik a vészhelyzet és a VT10 zárolva van, a cella stabilan zárt tranzisztorokkal rendelkezik. A VT6, VT7 zárva van, a referenciafeszültséget a VT3, VT5 alapokra vezetik, és az erősítő üzemmódba lép. Ha az UMZCH terhelésben rövidzárlat folytatódik, akkor a védelem újra beindul, még akkor is, ha a C27 kondenzátor az SA1-hez csatlakozik. A védelem olyan hatékonyan működik, hogy a korrekció beállításával kapcsolatos munka során az erősítőt többször feszültségmentesítették a kis újraforrasztáshoz ... a nem invertáló bemenet megérintésével. A kapott öngerjesztés a kimeneti tranzisztorok áramának növekedéséhez vezetett, és a védelem kikapcsolta az erősítőt. Bár ezt a nyers módszert általában nem lehet felajánlani, annak köszönhetően túlfeszültség védelem nem károsította a kimenő tranzisztorokat.

A váltakozó áramú kábelek ellenállásának kompenzátorának munkája.

Az UMZCH VV-2008 kompenzátor hatékonyságát a régi audiofil módszerrel, fül segítségével teszteltük, a kompenzátor bemenetének átkapcsolásával a kompenzáló vezeték és az erősítő közös vezetéke között. A hang javulása egyértelműen észrevehető volt, és a leendő tulajdonos nagyon vágyott egy erősítő beszerzésére, ezért nem végeztek méréseket a kompenzátor hatásáról. A "kábeltávolító" séma előnyei annyira nyilvánvalóak voltak, hogy a "kompenzátor + integrátor" konfigurációt standard egységként alkalmazták a fejlesztés alatt álló összes erősítőbe.

Elképesztő, hogy mennyi felesleges vita lobbant fel az interneten a kábelellenállás-kompenzáció hasznosságáról / szükségtelenségéről. Szokás szerint azok, akik számára a rendkívül egyszerű kábeltávolító áramkör bonyolultnak és érthetetlennek tűnt, annak költségei túlzottan magasak voltak, és a telepítés fáradságos volt. © különösen ragaszkodtak egy nemlineáris jel hallgatásához. Még olyan javaslatok is felmerültek, hogy mivel ennyi pénzt költenek magára az erősítőre, bűn megtakarítani egy szentet, de a legjobb, elbűvölő utat kell megtenni, amellyel az összes civilizált emberiség jár és ... normális, emberi © szuperdrága kábelek nemesfémekből. Nagy meglepetésemre a nagy tekintélyű szakemberek nyilatkozatai az otthoni kompenzációs egység haszontalanságáról, beleértve azokat a szakembereket is, akik sikeresen használják ezt az egységet erősítőikben, tüzet adtak a tűzbe. Nagyon sajnálatos, hogy sok rádióamatőr társ bizalmatlanul reagált a hangminőség alacsony és közepes tartományban történő javítására, kompenzátor beépítésével kapcsolatos jelentésekre, mindent megtettek azért, hogy elkerüljék az UMZCH munkájának javításának ezt az egyszerű módját, mint kirabolták őket maguk.

Egy kis kutatást végeztek az igazság dokumentálása érdekében. Számos frekvenciát tápláltak a GZ-118 generátortól az UMZCH VV-2010-hez az AC rezonáns frekvencia tartományában, a feszültséget S1-117 oszcilloszkóppal figyelték, és az AC terminálokon a Kr-t INI S6- 8. ábra, 4. ábra. Az R1 ellenállást úgy telepítették, hogy elkerüljék a kompenzátor bemenetének felszedését, amikor a vezérlő és a közös vezeték között váltanak. A kísérlet során közös és általánosan elérhető 3 m hosszú és 6 négyzetméteres váltakozó kábeleket használtunk. mm, valamint a GIGA FS Il hangszórórendszer 25-22.000 Hz frekvenciatartománnyal, 8 ohmos névleges impedanciával és 90 W névleges teljesítménnyel az Acoustic Kingdom-tól.

Sajnos a C6-8 összetételű harmonikus jelerősítők áramköre nagy kapacitású oxid-kondenzátorok alkalmazását biztosítja az OOS áramkörökben. Ez ahhoz vezet, hogy ezeknek a kondenzátoroknak az alacsony frekvenciájú zaja befolyásolja az eszköz felbontását alacsony frekvenciák, aminek következtében alacsony frekvenciákon a felbontása romlik. Amikor a Kr jelet 25 Hz frekvenciával mérjük a GZ-118-tól közvetlenül a C6-8-ig, a műszer leolvasott értékei 0,02% körül táncolnak. Kerülje el ezt a korlátozást a résszűrő generátor a kompenzátor hatékonyságának mérése esetén nem lehetséges, mivel a 2T szűrő hangolási frekvenciáinak számos diszkrét értéke alacsony frekvenciákon 20,60, 120, 200 Hz értékekre korlátozódik, és nem teszi lehetővé számunkra a Kr számának mérését a számunkra érdekes frekvenciákon. Ezért vonakodva a 0,02% -os szintet nullának, referenciaként fogadták el.

20 Hz-es frekvencián, 3 V csúcsú váltakozó áramú kivezetések feszültségével, amely 8 Ohmos terhelés esetén 0,56 W kimeneti teljesítménynek felel meg, Kr a bekapcsolt kompenzátor mellett 0,02%, kikapcsolása után pedig 0,06% volt. . 10 V amperes feszültségen, amely 6,25 W kimenőteljesítménynek felel meg, a Kr érték 0,02%, illetve 0,08%, 20 V amper feszültség mellett, 25 W teljesítmény - 0,016% és 0,11%, és 30 feszültségen 56 W amplitúdóban és teljesítményben - 0,02% és 0,13%.

Ismerve az importált készülékek gyártóinak könnyű hozzáállását a feliratok értékéhez a teljesítmény tekintetében, és emlékeztetve a nyugati szabványok elfogadása utáni csodálatos átalakításra is a 35AC-1 hangszórórendszer 30 mélynyomó teljesítményével W-ot az S-90-be, hosszú távú, 56 W-nál nagyobb teljesítményt nem szolgáltattak az AC-hez.

25 Hz frekvencián 25 W teljesítményen Kr 0,02% és 0,12% volt a ki / bekapcsoló kompenzációs egység mellett, 56 W - 0,02% és 0,15% teljesítmény mellett.

Ugyanakkor ellenőrizték az általános OOS kimeneti aluláteresztő szűrőjének lefedettségének szükségességét és hatékonyságát. 25 Hz frekvencián 56 W teljesítményen és sorosan az AC kimeneti RL-RC aluláteresztő szűrő egyik vezetékéhez csatlakozva, hasonlóan a szuperlineáris UMZCH-hoz, Kr kikapcsolt kompenzátorral eléri a 0,18-at %. 30 Hz frekvencián 56 W Kr 0,02% és 0,06% teljesítmény mellett be / ki a kompenzációs egységgel. 35 Hz frekvencián 56 W Kr 0,02% és 0,04% teljesítmény mellett, a kompenzációs egység be- / kikapcsolásával. 40 és 90 Hz frekvenciákon 56 W Kr 0,02% és 0,04% teljesítmény mellett, a kompenzációs egység be- / kikapcsolásával, valamint 60 Hz -0,02% és 0,06% frekvencián.

A következtetések egyértelműek. Nemlineáris jeltorzulások figyelhetők meg az AC terminálokon. Világosan rögzítették a jel linearitásának romlását az AC terminálokon annak kompenzálatlan, az 70 mm-es viszonylag vékony huzalt tartalmazó aluláteresztő szűrő OOS-ellenállásával nem fedett, beépítésén keresztül. A torzítási szint függése a váltakozó áramú tápfeszültségtől azt sugallja, hogy ez a jel teljesítményének és a hangszóró mélysugárzók névleges teljesítményének arányától függ. A torzulás a rezonancia közeli frekvenciákon fejeződik ki leginkább. A hangjelzésre adott válaszként a hangszórók által generált hátsó EMF-et az UMZCH kimeneti ellenállásának és az AC kábel huzalainak ellenállásának összege tolja el, ezért az AC terminálokon a torzítás szintje közvetlenül függ a ezen vezetékek ellenállása és az erősítő kimeneti ellenállása.

A rosszul csillapított mélynyomó kúpja maga is zajt bocsát ki, ráadásul a hangszóró széles THD és intermodulációs torzulási termékeket hoz létre, amelyeket a középsugárzó hangszóró reprodukál. Ez magyarázza a hang romlását a középsávban.

Az ISI tökéletlensége miatt elfogadott, nulla Kr-szint 0,02% -os feltételezése ellenére egyértelműen és egyértelműen megjegyzik a kábelellenállás-kompenzátor hatását az AC-terminálok jel torzulásaira. Megállapítható, hogy a kompenzációs egység zenei jelen történő működésének meghallgatása után tett következtetések és az instrumentális mérések eredményei teljes egyetértésben vannak.

A kábelszalag bekapcsolásakor jól hallható javulás azzal magyarázható, hogy amikor a váltakozó áramú csatlakozókon lévő torzítás megszűnik, a középkategóriás hangszóró abbahagyja az összes ilyen szennyeződés reprodukcióját. Nyilvánvalóan ezért a torzítások középfrekvenciás hangszóróval történő reprodukciójának csökkentésével vagy megszüntetésével, a hangszóró bekapcsolására szolgáló kétkábeles áramkörrel, az ún. A "kétvezetékes", amikor az LF és az MF-HF összeköttetések különböző kábelekkel vannak összekötve, előnye a hangban az egykábeles sémához képest. Mivel azonban egy kétkábeles áramkörben a torzított jel az AC LF szakasz termináljain nem tűnik el sehol, ez az áramkör a hangszóró kúpjának szabad rezgéseinek csillapítási együtthatója szempontjából veszít a kompozitort használó verzióval szemben.

A fizikát nem lehet becsapni, és a tisztességes hangzáshoz nem elég, ha az erősítő kimenetén rezisztív terhelés mellett ragyogó teljesítményt érünk el, de arra is szükség van, hogy ne veszítsük el a linearitást, miután a jel a hangszóró termináljaihoz érkezik. A jó erősítő részeként feltétlenül szükséges az egyik vagy másik séma szerint készített kompenzátor.

Integrátor.

Tesztelték továbbá az DA3 integrátorának hibájának csökkentésének hatékonyságát és lehetőségét. A TL071 op-amp erősítővel rendelkező UMZCH BB-ben a kimeneti állandó feszültség 6 ... 9 mV-en belül van, és ezt a feszültséget nem lehetett csökkenteni egy további ellenállás beépítésével a nem invertáló bemeneti áramkörbe.

Az egyenáramú bemenettel rendelkező erősítőkre jellemző alacsony frekvenciájú zajnak az R16R13C5C6 frekvenciafüggő áramkörön keresztül történő mély visszacsatolási lefedettség miatt a hatása több millivolt kimeneti feszültség instabilitása, vagy -60 dB kimeneti feszültség névleges kimeneti teljesítménynél, 1 Hz alatti frekvenciákon, nem reprodukálható hangszórók.

Az interneten megemlítették a VD1 ... VD4 védődiódák alacsony ellenállását, amely állítólag hibát vezet be az integrátor munkájában az elválasztó (R16 + R13) / R VD2 | VD4 kialakulása miatt . . A védő diódák fordított ellenállásának ellenőrzésére egy áramkört állítottunk össze a 2. ábrán. 6. Itt az inverteres erősítő áramkör szerint csatlakoztatott OA DA1-t OOS fedi R2-n keresztül, kimeneti feszültsége arányos a vizsgált VD2 dióda áramkörében és az R2 védőellenállás 1 mV / nA együtthatóval, és az áramkör R2VD2 ellenállása - 1 mV / 15 GΩ együtthatóval. Az op-amp additív hibáinak - az előfeszültség és a bemeneti áram - hatásának kizárására a dióda szivárgási áram méréseire csak az op-amp saját tesztelt dióda nélkül mért feszültsége és az op közötti különbség kiszámításához szükséges -amp kimeneti feszültség telepítése után. A gyakorlatban az op-amp kimeneti feszültségének több millivolt közötti különbsége tíz-tizenöt gigaohm nagyságrendű dióda fordított ellenállásának értékét adja meg 15 V-os fordított feszültség mellett. Nyilvánvaló, hogy a szivárgási áram nem növekszik a dióda feszültségének csökkenésével több millivoltos szintre, ami jellemző az integrátor és a kompenzátor op-erősítőjének feszültségkülönbségére.

De az üvegházba helyezett diódákban rejlő fotoeffektus valóban jelentős változáshoz vezet az UMZCH kimeneti feszültségében. Amikor 20 W távolságból 60 W-os izzólámpával világítottak meg, az UMZCH kimenetén az állandó feszültség 20 ... 3O mV-ra nőtt. Bár nem valószínű, hogy hasonló erősségű megvilágítás figyelhető meg az erősítő házában, az ezekre a diódákra felvitt festékcsepp kiküszöbölte az UMZCH módok megvilágítástól való függését. A szimulációs eredmények szerint az UMZCH frekvenciaválaszának csökkenése még 1 millihertzes frekvencián sem figyelhető meg. De nem szabad csökkentenie az R16R13C5C6 időállandóját. Az integrátor és a kompenzátor kimenetein a váltakozó feszültségek fázisai ellentétesek, és a kondenzátorok kapacitásának csökkenésével vagy az integrátor ellenállások ellenállásának csökkenésével a kimeneti feszültség növekedése ronthatja az AC kábel kompenzációját ellenállás.

Az erősítők hangjának összehasonlítása. Az összeszerelt erősítő hangját összehasonlították több külföldi ipari erősítő hangjával. A forrás egy Cambridge Audio CD-lejátszó volt, a Radiotekhnika UP-001 előerősítőt használták az UMZCH terminál hangszintjének vezetésére és beállítására, a Sugden A21a és a NAD C352 szabványos vezérlőket használták.

Elsőként az A osztályban működő, 25 wattos kimenő teljesítménnyel működő, legendás, sokkoló és ördögien drága angol UMZCH "Sugden A21a" -ot ellenőrizték. Figyelemre méltó, hogy a VCL kísérő dokumentációjában a britek áldásnak tekintették, hogy nem jelzik a nemlineáris torzulások szintjét. Mondjuk, nem a torzításokról van szó, hanem a spiritualitásról. A "Sugden А21а>" hasonló erővel veszített az UMZCH VV-2010-től, mind a szint, mind az egyértelműség, a magabiztosság és az alacsony frekvenciákon történő hangzás nemessége szempontjából. Ez nem meglepő, figyelembe véve áramkörének sajátosságait: csak egy kétlépcsős kvázi-szimmetrikus kimeneti követő az azonos szerkezetű tranzisztorokon, a múlt század 70-es éveinek áramköre szerint összeállítva, viszonylag nagy kimeneti ellenállással és elektrolitikus a kimenethez csatlakoztatott kondenzátor, amely tovább növeli a teljes kimeneti impedanciát - ez az utolsó megoldás, amikor maga a megoldás rontja bármely erősítő hangját alacsony és közepes frekvencián. Közép- és magas frekvenciákon az UMZCH BB nagyobb részletességgel, átláthatósággal és kiválóbb tanulmányozással mutatta be a jelenetet, amikor az énekesek, hangszerek egyértelműen lokalizálhatók voltak hangzásban. Egyébként az objektív mérési adatok és a hang szubjektív benyomásainak összefüggéséről szólva: a Sugden versenytársainak egyik folyóiratcikkében a Kr-értékét 0,03% -os szinten, 10 kHz-es frekvencián határozták meg.

A következő szintén az angol NAD C352 erősítő volt. Az általános benyomás ugyanaz volt: az angol kiejtett "vödör" hangja a basszuson nem hagyott esélyt neki, míg az UMZCH BB munkáját kifogástalannak ismerték el. A NADa-val ellentétben, amelynek hangja vastag bokrokkal, gyapjúval, vattával társult, a BB-2010 közép- és magas frekvenciájú hangja lehetővé tette, hogy világosan meg lehessen különböztetni az általános kórus előadóinak és a zenekari hangszereknek a hangját. A NAD C352 munkájában egyértelműen kifejeződött egy hangosabb előadó, egy hangosabb hangszer jobb hallhatóságának hatása. Ahogy maga az erősítő tulajdonosa fogalmazott, az UMZCH BB hangjában az énekesek nem "kiabáltak" egymásnak, és a hegedű nem a hang erejében gitárral vagy trombitával harcolt, hanem minden hangszer békésen és harmonikusan "barátok voltak" a dallam általános hangképében. Magas frekvenciákon az UMZCH VV-2010 a képletesen gondolkodó audiofilek szerint úgy hangzik, mintha "mintha vékony-vékony ecsettel rajzolna hangot". Ezek a hatások az erősítők intermodulációs torzításának különbségének tulajdoníthatók.

Az UMZCH Rotel RB 981 hangja hasonló volt a NAD C352 hangjához, kivéve a jobb munka alacsony frekvenciákon, mégis az UMZCH VV-2010 az alacsony frekvenciájú AC vezérlés tisztasága, valamint az átlátszóság, a hang finomsága közepes és magas frekvenciákon páratlan maradt.

Az audiofilek gondolkodásmódjának megértése szempontjából a legérdekesebb az az általános vélemény volt, hogy ennek a három UMZCH-val szembeni fölény ellenére „meleget” hoznak a hangzásba, ami kellemesebbé teszi, és az UMZCH BB zökkenőmentesen működik, „A hang szempontjából semleges”.

A japán Dual CV1460 bekapcsolás után azonnal elvesztette a hangját, a mindenki számára legkézenfekvőbb módon, és nem vesztegette az idejét a részletes hallgatásra. Kr-je alacsony teljesítmény mellett 0,04 ... 0,07% tartományban volt.

Az erősítők összehasonlításának főbb benyomásai teljesen azonosak voltak: az UMZCH BB feltétel nélkül és egyértelműen megelőzte őket hangzásban. Ezért a további vizsgálatokat szükségtelennek ítélték meg. Ennek eredményeként a barátság megnyerte, mindenki megkapta, amit akart: a meleg, meghitt hangzásért - Sugden, NAD és Rotel, valamint a rendező meghallgatásához egy lemezen - UMZCH VV-2010.

Személy szerint szeretem a nagy hűségű UMZCH-t könnyű, tiszta, kifogástalan, nemes hangzásával; könnyedén reprodukálja bármilyen összetettségű részleteket. Ahogyan az ismerősöm, egy nagy tapasztalattal rendelkező audiofil fogalmazott, alacsony frekvencián dobok hangjait dolgozza ki opciók nélkül, mint egy sajtó, középen úgy hangzik, mintha nem is létezne, és nagy frekvenciákon úgy tűnik, hogy rajzol egy hang vékony ecsettel. Számomra az UMZCH BB nem stresszes hangja a kaszkádok egyszerű működtetésével jár.

Irodalom

1. Szuhov I. Hűséges UMZCH. Radio, 1989, 6. szám, 55–57. 7. szám, 57–61.

2. Ridiko L. UMZCH BB modern elemalapon mikrokontroller vezérlőrendszerrel. "Radiohobby", 2001, 5. szám, 52-57. Oldal; 6. szám, 50–54. 2002, 2. szám, 53-56.

3. Ageev S. Szuperlineáris UMZCH mély OOS "Rádióval", 1999, 10. ... 12. szám; "Rádió", 2000, 1. szám; 2; 4 ... 6; 9 ... 11.

4. Zuev. L. UMZCH párhuzamos OOS-szal. "Rádió", 2005, 2. szám, 14. o.

5. Zsukovszkij V. Miért van szüksége az UMZCH (vagy "UMZCH VV-2008") sebességére? "Radiohobby", 2008, 1. szám, 55–59. 2. szám, 49-55.

Az UMZCH VV-2010 egy új fejlesztés a jól ismert UMZCH BB erősítők sorozatából (nagy hűség). Számos használt műszaki megoldást befolyásolt Ageev munkája.

Specifikációk:

Harmonikus torzítás 20 000 Hz-nél: 0,001% (150 W / 8 ohm)

-3 dB kis jelsávszélesség: 0 - 800 000 Hz

A kimeneti feszültség fordulatszáma: 100 V / μs

Jel-zaj és jel-háttér arány: 120dB

A 2010-es légierő elektromos diagramja

Az erősítő bemenetén egy R1C1 felüláteresztő szűrőt kapunk, amelynek frekvenciája 1,6 Hz, 1. ábra. De az üzemmód-stabilizáló készülék hatékonysága lehetővé teszi, hogy az erősítő legfeljebb 400 mV DC feszültséget tartalmazó bemeneti jellel működjön. Ezért kizárt a C1, amely megvalósítja a kondenzátor nélküli áramkör ősrégi audiofil álmát, és érezhetően javítja az erősítő hangját.

A működési erősítők, előerősítők, a DAC utáni op erősítők több volt kimeneti feszültség fejlesztésére kényszerülnek. Mivel az op-erősítő erősítése kicsi, és 500-2000-szoros 20 kHz-en, ez azt jelzi, hogy a különbségjel viszonylag magas feszültségével működnek - több száz mikrovoltból alacsony frekvencián több millivoltig 20 kHz-en és nagy valószínűséggel vezet be intermodulációs torzítást az op-amp bemeneti szakasza által. Ezen op erősítők kimeneti feszültsége megegyezik a feszültségerősítés utolsó szakaszának kimeneti feszültségével, amelyet általában egy OE-vel ellátott áramkör szerint hajtanak végre. A több voltos kimeneti feszültség meglehetősen nagy bemeneti és kimeneti feszültséggel jelzi ennek a fokozatnak a működését, és ennek eredményeként torzításokat vezet be az erősített jelbe. Az op-erősítőt a párhuzamosan csatlakoztatott OOS áramkör ellenállására és a terhelésre terhelik, amely néha több kiló ohmos, ami akár több milliampert is igényel az erősítő kimeneti követőjétől. Ezért az IC kimeneti követőjének áramában bekövetkező változások, amelyek kimeneti fokozatai legfeljebb 2 mA áramot fogyasztanak, meglehetősen jelentősek, ami azt is jelzi, hogy torzításokat vezetnek be az erősített jelbe. Látjuk, hogy a bemeneti fokozat, a feszültségerősítési fokozat és az op-amp kimeneti fokozat torzulást okozhat.

A nagy erősítés az OOS lefedettség előtt a HV erősítő áramkörének fő jellemzője. Mivel minden áramköri trükk célja nagy linearitás és nagy nyereség elérése a mély visszacsatolás fenntartása érdekében a lehető legszélesebb frekvenciasávban, ez azt jelenti, hogy az erősítők paramétereinek javítására szolgáló áramköri módszereket kimerítik az ilyen struktúrák. A torzítás további csökkentését csak olyan konstruktív intézkedésekkel lehet biztosítani, amelyek célja a kimeneti fokozat harmonikusainak a bemeneti áramkörökbe, különösen az invertáló bemeneti áramkörbe történő interferenciájának csökkentése, amelynek nyeresége maximális.

1 kOhm ellenállású R17 linearizáló ellenállás használata a VT1, VT2 differenciál fokozatban különböző tápellátású struktúrájú tranzisztorokon növeli a DA1 op-erősítő kimeneti feszültségének VT2 kollektorárammá történő átalakításának linearitását. 40 dB mélységű helyi visszacsatolás létrehozásával. Ez látható a kibocsátó saját VT1, VT2 - körülbelül 5 Ohm - ellenállásának összegével az R17 ellenállással, vagy a VT1, VT2 - kb. 50 mV hőfeszültségek összegének és az R17 ellenálláson eső feszültségesés összegével. , amely 5,2 - 5,6 V ...

A háromlépcsős kimenetkövető bipoláris tranzisztorokra van felszerelve, és nem igényel különösebb megjegyzéseket. Ne próbálja meg leküzdeni az entrópiát a kimeneti tranzisztorok nyugalmi áramának megtakarításával. Nem lehet kevesebb, mint 250 mA; a szerző változatában - 320 mA.

A túláramvédő egység megakadályozza a kimeneti tranzisztorok károsodását a terhelés rövidzárlata miatt. Az R53 - R56 és R57 - R60 ellenállások áramérzékelőként szolgálnak, ami elégséges. Az erősítő kimeneti áramának ezeken az ellenállásokon keresztüli áramlása feszültségesést hoz létre, amelyet az R41R42 osztóra vezetnek. A küszöbértéknél nagyobb értékű feszültség megnyitja a VT10 tranzisztort, kollektorárama pedig a VT8 VT8VT9 kiváltó cellát. Ez a cella nyitott tranzisztorokkal állandósult állapotba kerül, és leválasztja a HL1VD8 áramkört, nullára csökkentve a zener diódán keresztüli áramot, és blokkolja a VT3-at. A C21 kis VT3 alapárammal történő lemerítése több ezredmásodpercet vehet igénybe. A kioldó cella kioldása után a C23 alsó lemezén a feszültség, amelyet a HL1 LED feszültségével 1,6 V-ra töltünk, -7,2 V szintről emelkedik az ENSZ pozitív teljesítménysínjéről -1,2 szintre. B1, ennek a kondenzátornak a felső lemezén a feszültség szintén 5 V-mal növekszik. A C21 az R30 és C23 ellenállásokon keresztül gyorsan kisül, a VT3 tranzisztor reteszelődik. Közben a VT6 megnyílik, az R33-on keresztül pedig az R36 megnyitja a VT7-et. A VT7 megkeresi a ZD VD9 diódát, kisüti a C22 - R31 kondenzátort és reteszeli a VT5 tranzisztort. Ha nem kap előfeszültséget, a kimeneti szakasz tranzisztorai is kikapcsolnak.

A ravasz kezdeti állapotának visszaállítása és az UMZCH bekapcsolása az SA1 "Reset protection" gomb megnyomásával történik. A C27 VT9 kollektorárammal van feltöltve, és megkerüli a VT8 alapáramkört, lezárva a ravaszt. Ha erre a pillanatra megszűnik a vészhelyzet és a VT10 zárolva van, a cella stabilan zárt tranzisztorokkal rendelkezik. A VT6, VT7 zárva van, a referenciafeszültséget a VT3, VT5 alapokra vezetik, és az erősítő üzemmódba lép. Ha az UMZCH terhelésben rövidzárlat folytatódik, akkor a védelem újra beindul, még akkor is, ha a C27 kondenzátor az SA1-hez csatlakozik. A védelem olyan hatékonyan működik, hogy a korrekció beállításának munkája során az erősítőt többször áramtalanították a kis forrasztáshoz a nem invertáló bemenet megérintésével. A kapott öngerjesztés a kimeneti tranzisztorok áramának növekedéséhez vezetett, és a védelem kikapcsolta az erősítőt. Bár ez a nyers módszer általában nem javasolható, a túláramvédelem miatt nem károsította a kimeneti tranzisztorokat.

A váltakozó áramú kábelek kompenzátorának működése

Egy kis kutatást végeztek az igazság dokumentálása érdekében. Számos frekvenciát tápláltak a GZ-118 generátortól az UMZCH VV-2010-hez az AC rezonáns frekvencia tartományában, a feszültséget S1-117 oszcilloszkóppal figyelték, és az AC terminálokon a Kr-t INI S6- 8. ábra, 4. ábra. A huzalok ellenállásának hatékonyságának ellenőrzése Az R1 ellenállást úgy telepítették, hogy elkerüljék a kompenzátor bemenetén lévő szedéseket a vezérlő és a közös vezeték közötti váltás során. A kísérlet során közös és általánosan elérhető 3 m hosszú és 6 négyzetméteres váltakozó kábeleket használtunk. mm, valamint a GIGA FS Il hangszórórendszer 25-22000 Hz frekvenciatartománnyal, 8 ohmos névleges impedanciával és 90 W névleges teljesítménnyel az Acoustic Kingdom-tól.

Sajnos a C6-8 összetételű harmonikus jelerősítők áramköre nagy kapacitású oxid-kondenzátorok alkalmazását biztosítja az OOS áramkörökben. Ez ahhoz vezet, hogy ezen kondenzátorok alacsony frekvenciájú zaját befolyásolja az eszköz felbontása alacsony frekvenciákon, aminek következtében alacsony frekvenciájú felbontása romlik. Amikor a Kr jelet 25 Hz frekvenciával mérjük a GZ-118-tól közvetlenül a C6-8-ig, a műszer leolvasott értékei 0,02% körül táncolnak. Ezt a korlátozást nem lehet megkerülni a GZ-118 generátor résszűrőjével a kompenzátor hatékonyságának mérése esetén, mivel a 2T szűrő hangolási frekvenciáinak számos diszkrét értéke alacsony frekvenciákon 20, 60, 120, 200 Hz-re korlátozódik, és nem teszi lehetővé számunkra a Kr számának mérését a számunkra érdekes frekvenciákon. Ezért vonakodva a 0,02% -os szintet nullának, referenciaként fogadták el.

20 Hz-es frekvencián, 3 V csúcsú váltakozó áramú kivezetések feszültségével, amely 8 ohmos terhelés esetén 0,56 W kimeneti teljesítménynek felel meg, Kr a bekapcsolt kompenzátor mellett 0,02%, a bekapcsolás után pedig 0,06%. ki. 10 V amperes feszültségen, amely 6,25 W kimenőteljesítménynek felel meg, a Kr érték 0,02%, illetve 0,08%, 20 V amper feszültség mellett, 25 W teljesítmény - 0,016% és 0,11%, és 30 feszültségen 56 W amplitúdóban és teljesítményben - 0,02% és 0,13%.

Ismerve az importált berendezések gyártóinak könnyű hozzáállását a feliratok értékéhez az energiával kapcsolatban, és emlékeztetve arra, hogy a nyugati szabványok elfogadása után csodálatos módon átalakult egy 30 wattos mélynyomó teljesítményű hangszórórendszer, 56 wattnál hosszabb ideig tartó áramellátást nem szolgáltattak az AC-hez.

25 Hz frekvencián, 25 W teljesítménnyel Kr Kr 0,02% és 0,12% volt, ha a kompenzációs egység be / ki volt kapcsolva, és 56 W - 0,02% és 0,15% teljesítmény mellett.

Az ISI tökéletlensége miatt elfogadott, nulla Kr-szint 0,02% -os feltételezése ellenére egyértelműen és egyértelműen felismerhető a kábelellenállás-kompenzátor hatása az AC váltakozó jel torzulására. Megállapítható, hogy a kompenzációs egység zenei jelen történő működésének meghallgatása után tett következtetések és az instrumentális mérések eredményei teljes egyetértésben vannak.

Integrátor

Az interneten megemlítették a VD1 ... VD4 védődiódák alacsony ellenállását, amely állítólag hibát vezet be az integrátor működésében az elválasztó (R16 + R13) / R VD2 | VD4 kialakulása miatt. A védő diódák fordított ellenállásának ellenőrzésére egy áramkört állítottunk össze az 1. ábrán. 6. Itt az inverteres erősítő áramkör szerint csatlakoztatott OA DA1-t OOS fedi R2-n keresztül, kimeneti feszültsége arányos a vizsgált VD2 dióda áramkörében és az R2 védőellenállás 1 mV / nA együtthatóval. és az R2VD2 áramkör ellenállása - 1 mV / 15 GΩ együtthatóval ... Az op-amp additív hibáinak - az előfeszültség és a bemeneti áram - hatásának kizárására a dióda szivárgási áram méréseire csak az op-amp saját tesztelt dióda nélkül mért feszültsége és az op közötti különbség kiszámításához szükséges -amp kimeneti feszültség telepítése után. A gyakorlatban az op-amp kimeneti feszültségének több millivolt közötti különbsége tíz-tizenöt gigaohm nagyságrendű dióda fordított ellenállásának értékét adja meg 15 V-os fordított feszültség mellett. Nyilvánvaló, hogy a szivárgási áram nem növekszik a dióda feszültségének csökkenésével több millivoltos szintre, ami jellemző az integrátor és a kompenzátor op-erősítőjének feszültségkülönbségére.

Az erősítők hangjának összehasonlítása. Az összeszerelt erősítő hangját összehasonlították több külföldi ipari erősítő hangjával. A forrás egy Cambridge Audio CD-lejátszó volt, előerősítőt használtak az UMZCH terminál hangszintjének meghajtására és beállítására, a Sugden A21a és a NAD C352 szabványos vezérlőket használták.

Az UMZCH Rotel RB 981 hangja hasonló volt a NAD C352 hangjához, kivéve a jobb teljesítményt alacsony frekvenciákon, mégis az UMZCH VV-2010 az alacsony frekvenciájú AC vezérlés tisztaságában, valamint a hang átlátszóságában, finomságában a közepes és a magas frekvenciákon páratlan maradt.

UMZCH VVS-2011 Végső verzió

UMZCH VVS-2011 verzió A rendszer végső szerzője Viktor Zhukovsky Krasnoarmeysk

Erősítő specifikációi:
1. Nagy teljesítmény: 150W / 8 ohm,
2. Nagy linearitás - 0,000,2 ... 0,000,3% 20 kHz-en 100 W / 4 Ohm
A szolgáltatási csomópontok teljes készlete:
1. Nulla állandó feszültség fenntartása,
2. A váltakozó áramú vezetékek ellenállásának kompenzátora,
3. áramvédelem,
4. Védelem a kimenet állandó feszültsége ellen,
5. Sima indítás.

UMZCH VVS2011 séma

A LepekhinV (Vladimir Lepekhin) számos népszerű projekt résztvevője részt vett a nyomtatott áramköri lapok elrendezésében. Nagyon jól sikerült).

UMZCH-VVS2011 tábla

Fizetés erősítő ULF Légierő-2011 alagút fújására tervezték (párhuzamosan a radiátorral). Az UN (feszültségerősítő) és a VC (kimeneti fokozat) tranzisztorok telepítése kissé nehéz, mert az összeszerelést / szétszerelést egy körülbelül 6 mm átmérőjű áramköri lapon lévő furatokon keresztül történő csavarhúzóval kell elvégezni. Ha a hozzáférés nyitva van, a tranzisztorok vetülete nem esik a NYÁK alá, sokkal kényelmesebb. Kicsit módosítanom kellett a táblát.

Egy pontot nem vettem figyelembe az új PP-ben- ez a kényelem a védelem felállítására az erősítő táblán:

C25 0,1n, R42 * 820 Ohm és R41 1k az smd minden eleme a forrasztási oldalon helyezkedik el, ami nagyon kényelmetlen a beállítás során, mert többször meg kell csavarni és rögzíteni az állványokon és a tranzisztorokon lévő PP rögzítőcsavarokat a radiátorokhoz. Mondat: Az R42 * 820 két párhuzamosan elhelyezett SMD ellenállásból áll, innen egy javaslat: az egyik SMD ellenállást azonnal forrasztjuk, a másik kimeneti ellenállást egy előtetővel forrasztjuk a VT10-re, az egyik sorkapcsot az aljzathoz, a másikat az emitterhez. megfelelőre. Felvettük, a kimenetet smd-re változtatjuk, az érthetőség kedvéért:

A Nyikolaj Szuhov által 1989-ben kifejlesztett nagy pontosságú hangfrekvenciás erősítőt (UMZCH) joggal lehet legendásnak nevezni. Az analóg áramkörök területén szerzett ismereteken és tapasztalatokon alapuló szakmai megközelítés alapján került kidolgozásra. Ennek eredményeként ennek az erősítőnek a paraméterei olyan magasnak bizonyultak, hogy ez a kialakítás még ma sem veszítette el jelentőségét. Ez a cikk az erősítő kissé továbbfejlesztett változatát írja le. A fejlesztések egy új elemalap és egy mikrokontroller vezérlőrendszer használatával járnak.

A teljesítményerősítő (PA) minden hangvisszaadási komplexum szerves része. Számos tervleírás áll rendelkezésre az ilyen erősítőkhöz. De az esetek elsöprő többségében, még nagyon jó jellemzők mellett is, hiányzik a szolgáltatási kényelem. De jelenleg, amikor a mikrovezérlők széles körben elterjedtek, nem nehéz kellően tökéletes vezérlőrendszert létrehozni. Ugyanakkor a házi készítésű készülék a funkcionális telítettség szempontjából nem biztos, hogy elmarad a legjobb márkájú mintáktól. Az UMZCH VV mikrovezérlő-vezérlő rendszerrel ellátott változatát az ábra mutatja. egy:

Ábra. 1. Az erősítő külseje.

Az eredeti UMZCH VV áramkör elegendő paraméterrel rendelkezik, így az erősítő nem a domináns forrása a hangvisszaadási útvonal nemlinearitásának a teljes kimeneti teljesítménytartományban. Ezért a jellemzők további javítása már nem ad érezhető előnyöket.

Legalábbis a különböző hangfelvételek hangminősége sokkal jobban különbözik az erősítők hangminőségétől. Ebben a témában idézhet az "Audio" magazinból: " Nyilvánvaló hangzásbeli különbségek vannak olyan kategóriákban, mint a hangszórók, mikrofonok, LP hangszedők, hallgatótermek, stúdióterek, koncerttermek, és különösen a stúdió és a felvevő berendezések konfigurációi, amelyeket a különböző felvevő cégek használnak. Ha finom különbségeket akar hallani a hangszíntérről, hasonlítsa össze John Eargle Deloson készült felvételeit Jack Renner Telarc-felvételeivel, ne az előerősítőkkel. Vagy ha finom különbségeket szeretne hallani az átmenetekben, hasonlítsa össze a Studio dmp jazz felvételeit Chesky jazz felvételeivel, és ne két összekapcsolódást.»

Ennek ellenére a Hi-End szerelmesei nem hagyják abba a "helyes" hang keresését, amely hatással van többek között az UM-re is. Valójában a PA egy nagyon egyszerű lineáris út példája. Az áramkörök jelenlegi fejlettségi szintje lehetővé teszi egy ilyen eszköz elég magas paraméterek biztosítását annak érdekében, hogy a bevezetett torzítások láthatatlanná váljanak. Ezért a gyakorlatban bármely két modern, nem excentrikus kialakítású PA egyformán hangzik. Éppen ellenkezőleg, ha a PA-nak van valami különleges, specifikus hangja, akkor csak egyet mond: az ilyen PA által előidézett torzulások nagyok és fül által jól észrevehetők.

Ez nem azt jelenti, hogy nagyon könnyű kiváló minőségű PA-t tervezni. Számos finomság létezik, sematikus, mind konstruktív terv. De ezek a finomságok már régóta ismertek a PA-k komoly gyártói számára, és a modern PA-k kialakításában durva hibák általában nem fordulnak elő. Kivételt képeznek a drága Hi-End erősítők, amelyek gyakran rosszul vannak kialakítva. Még akkor is, ha a PA által előidézett torzítások kellemesek a fül számára (amint azt a csöves erősítők rajongói állítják), ennek semmi köze a hanghordozás nagy hűségéhez.

A széles sávra és a jó linearitásra vonatkozó hagyományos követelmények mellett a jó minőségű PA számos további követelményt támaszt. Néha ezt hallhatja otthoni használatra az erősítő teljesítménye 20-35 watt. Ha átlagos teljesítményről beszélünk, akkor ez az állítás igaz. De egy igazi zenei jel csúcsteljesítménye az átlag 10-20-szorosa lehet. Ezért egy ilyen jel torzítás nélküli reprodukciójának eléréséhez 20 W átlagos teljesítmény mellett körülbelül 200 W PA teljesítményre van szükség. Például itt található az erősítőre vonatkozó szakértői vélemény következtetése: Az egyetlen figyelmeztetés a nagy ütőhangszerek elégtelen hangereje volt, amelyet az erősítő elégtelen kimeneti teljesítménye magyaráz (120 watt csúcs 4 ohmos terhelésnél).»

A hangszórórendszerek (AC) összetett terhelésűek és nagyon bonyolult impedanciával rendelkeznek a frekvencia függvényében. Bizonyos frekvenciákon 3-4-szer kisebb lehet, mint a névleges érték. Az erősítőnek képesnek kell lennie torzítás nélküli működésre ilyen alacsony impedanciájú terhelés esetén. Például, ha a hangszórórendszer névleges impedanciája 4 ohm, akkor a PA-nak általában 1 ohmos terheléssel kell működnie. Ehhez nagyon nagy kimeneti áramra van szükség, amelyet figyelembe kell venni a PA tervezésénél. A leírt erősítő megfelel ezeknek a követelményeknek.

Nemrégiben gyakran tárgyalták az erősítő optimális kimeneti impedanciájának témáját a hangszórótorzítás minimalizálása szempontjából. Ez a téma azonban csak az aktív hangszórók tervezésénél releváns. A passzív hangsugárzók átkapcsolása a jelforrás elhanyagolható kimeneti impedanciájával történik. Ha a PA magas kimeneti impedanciával rendelkezik, akkor az ilyen hangszórók frekvenciaátvétele jelentősen torzul. Ezért nem marad más, mint alacsony kimeneti impedancia biztosítása a PA számára.

Megjegyezhetõ, hogy az AM új fejlesztései fõként a költségcsökkentés, a tervezés gyárthatóságának javítása, a kimeneti teljesítmény növelése, a hatékonyság növelése és a fogyasztói minõségek javítása felé tartanak. Ez a cikk azokra a szolgáltatási funkciókra összpontosít, amelyek a mikrokontroller vezérlőrendszernek köszönhetően valósulnak meg.

Az erősítő MIDI formátumban készül, teljes mérete 348x180x270 mm, súlya körülbelül 20 kg. A beépített mikrovezérlő lehetővé teszi az erősítő IR-távirányítóval történő vezérlését (a előerősítő). Ezenkívül a mikrovezérlő méri és megjeleníti az átlagos és kvázi csúcs kimenő teljesítményt, a radiátorok hőmérsékletét, időzítő kikapcsolást hajt végre és kezeli a vészhelyzeteket. Az erősítő védelmi rendszer, valamint a be- és kikapcsolás vezérlése mikrovezérlő részvételével valósul meg. Az erősítő külön készenléti tápegységgel rendelkezik, amely lehetővé teszi, hogy "STANDBY" üzemmódban legyen, amikor a fő tápegységeket kikapcsolják.

A leírt erősítő neve NSM (National Sound Machines), PA-9000 modell, mivel az eszköz neve része a tervezésnek, és jelen kell lennie. A megvalósított szolgáltatási funkciók egyes esetekben feleslegesnek bizonyulhatnak, ilyen esetekben az erősítő "minimalista" változatát (PA-2020 modell) fejlesztették ki, amelyben csak egy főkapcsoló és egy kétszínű LED világít. az előlap és a beépített mikrovezérlő csak az áramellátás be- és kikapcsolásának folyamatát vezérli, kiegészíti a védelmi rendszert és a "KÉSZENLÉT" mód távvezérlését biztosítja.

Az erősítő összes kezelőszerve és kijelzése az előlapon található. Megjelenését és a kezelőszervek célját az 1. ábra mutatja. 2:

Ábra. 2. Az erősítő előlapja.

1 - LED a külső fogyasztók bekapcsolásához EXT	9 - "mínusz" gomb
2 - DUTY készenléti állapotú LED	10 gomb a csúcsteljesítmény PEAK jelzésére
3 gomb a készenléti üzemmódra váltáshoz KÉSZENLÉT	11 - TIMER időzítő kijelző gomb
4 gomb a POWER teljes kikapcsolásához	12 - hőmérsékletjelző gomb° C
5 - LED a fő tápegység MAIN bekapcsolásához	13 - plusz gomb
6 - A normál üzemmód LED-je MŰKÖDIK	14 - A bal csatorna riasztásának LED-je FAIL L
7 - LED a teher LOAD bekapcsolásához	15 - A jobb csatorna LED hibája FAIL R
8 - kijelző

Bekapcsológomb biztosítja az erősítő teljes leválasztását a hálózatról. Fizikailag ez a gomb csak a készenléti tápellátást választja le a hálózatról, így kis áram esetén is megtervezhető. A fő áramforrásokat egy relé segítségével kapcsolják be, amelynek tekercseit készenléti forrásból táplálják. Ezért ha a POWER gomb ki van kapcsolva, akkor minden erősítő áramköre garantáltan feszültségmentes lesz.

A POWER gomb bekapcsolásakor az erősítő teljesen bekapcsol. A bekapcsolási folyamat a következő: a készenléti tápellátás azonnal bekapcsol, amit a "DUTY" készenléti bekapcsolási LED bizonyít. A mikrovezérlő alaphelyzetbe állításához szükséges idő után a készülék bekapcsol külső aljzatokés az "EXT" LED kigyullad. Ezután a "MAIN" LED kigyullad, és megtörténik a fő források bekapcsolásának első szakasza. Kezdetben a fő transzformátorokat korlátozó ellenállásokon keresztül kötik össze, amelyek megakadályozzák a kezdeti bekapcsolási áramot a lemerült szűrőkondenzátorok miatt. A kondenzátorok fokozatosan feltöltődnek, és amikor a mért tápfeszültség eléri a beállított küszöbértéket, a korlátozó ellenállásokat eltávolítják az áramkörből. Az OPERATE LED kigyullad. Ha a megadott idő alatt a tápfeszültség nem éri el a beállított küszöbértéket, akkor az erősítő bekapcsolásának folyamata megszakad, és a riasztás jelzése bekapcsol. Ha a fő források bekapcsolása sikeres volt, akkor a mikrovezérlő ellenőrzi a védelmi rendszer állapotát. Vészhelyzetek hiányában a mikrovezérlő lehetővé teszi a teherrelé bekapcsolását és a "LOAD" LED kigyulladását.

STANDBY gomb kezeli a készenléti módot. A gomb rövid megnyomásával az erősítő készenléti állapotba kerül, vagy éppen ellenkezőleg, bekapcsolja az erősítőt. A gyakorlatban szükség lehet a külső aljzatok bekapcsolására, így a PA készenléti állapotban marad. Erre akkor van szükség, ha például fonogramokat hallgatunk sztereó telefonokról, vagy ha szinkronizálunk hangvezérlés nélkül. A külső aljzatok egymástól függetlenül be- és kikapcsolhatók a „STANDBY” gomb hosszú megnyomásával (sípolásig). Ha a PA be van kapcsolva, és az aljzatok ki vannak kapcsolva, akkor nincs értelme, ezért nem valósul meg.

Az előlapon egy négyjegyű digitális van kijelzőés 5 kijelző vezérlőgomb. A kijelző a következő üzemmódokban működhet (3a. Ábra):

Tiltva
az átlagos kimenő teljesítmény jelzése [W]
kvázi-csúcs kimeneti teljesítmény jelzése
időzítő állapotjelzése [M]
a radiátorok hőmérsékletének kijelzése [° C]

Közvetlenül a PA bekapcsolása után a kijelző kikapcsol, mivel a legtöbb esetben erre nincs szükség a PA működése során. A kijelző bekapcsolásához nyomja meg az egyik „PEAK”, „TIMER” vagy „° C” gombot.

Ábra. 3. Opciók megjelenítése.

PEAK gomb bekapcsolja a kimeneti teljesítmény kijelzőjét és átvált az átlagos / kvázi csúcs teljesítmény módok között. Kimeneti teljesítményjelző módban a kijelző "W", a kvázi csúcsteljesítmény esetében pedig "PEAK" is világít. A kimenő teljesítmény wattban van megadva, 0,1 wattos felbontással. A mérést az áram és a feszültség terhelésen történő szorzásával hajtják végre, ezért a leolvasott értékek a terhelési ellenállás bármely megengedett értékére érvényesek. Addig tartva a PEAK gombot, amíg a sípolás kikapcsolja a kijelzőt. A kijelző kikapcsolása, valamint a különböző megjelenítési módok közötti átkapcsolás zökkenőmentes (az egyik kép a másikba "áramlik"). Ez a hatás a szoftverben valósul meg.

TIMER gomb az időzítő aktuális állapotát mutatja, míg az "M" betű világít. Az időzítő lehetővé teszi annak az időintervallumnak a beállítását, amely után az erősítő készenléti állapotba kerül, és a külső aljzatok kikapcsolódnak. Meg kell jegyezni, hogy ennek a funkciónak a használatakor a komplexum más komponenseinek képesnek kell lenniük az áramellátás "menet közben" kikapcsolására. Tuner és CD-lejátszó esetében ez általában elfogadható, de egyes kazettás paklik esetében, ha a tápfeszültség kikapcsol, a CVL nem léphet "STOP" üzemmódba. Ezeknek a pakliknak a lejátszó kikapcsolása lejátszás vagy felvétel közben nem megengedett. Az ilyen paklik azonban rendkívül ritkák a márkás eszközök között. Ezzel szemben a legtöbb fedélzeten van egy Timer kapcsoló, amelynek 3 pozíciója van: Ki, Rögzítés és Lejátszás, amely lehetővé teszi, hogy az áramellátás egyszerű használatával azonnal bekapcsolja a lejátszási vagy felvételi módot. Ezeket az üzemmódokat az áramellátás egyszerű eltávolításával is kikapcsolhatja. Az erősítő időzítője a következő időközönként programozható (3b ábra): 5, 15, 30, 45, 60, 90 és 120 perc. Ha az időzítő nincs használatban, akkor azt OFF-ra kell állítani. Az áramellátás bekapcsolása után azonnal ebben az állapotban van.

Az időzítő intervalluma be van állítva "+" és "-" gombok időzítő kijelzés módban. Ha az időzítő be van kapcsolva, a kijelzőn mindig világít a "TIMER" LED, és az időzítő kijelzésének bekapcsolása megmutatja a valós aktuális állapotot, azaz. hány perc van hátra a leállításig. Ilyen helyzetben az intervallum meghosszabbítható a "+" gomb megnyomásával.

° C gomb bekapcsolja a radiátorok hőmérsékletének kijelzését, a "° C" szimbólum világít. Minden radiátornak külön hőmérője van, de a kijelzőn a maximális hőmérsékleti érték látható. Ezeket a hőmérőket a ventilátor vezérlésére és az erősítő kimeneti tranzisztorainak hővédésére is használják.

Mert riasztási jelzés az előlapon két LED található: "FAIL LEFT" és "FAIL RIGHT". A védelem aktiválódása után a megfelelő LED kigyullad az egyik PA csatornán, és a hiba okának betűneve megjelenik a kijelzőn (3c. Ábra). Ebben az esetben az erősítő készenléti állapotba kerül. Az erősítő a következő típusú védelmet valósítja meg:

kimeneti fokozat túláramvédelme
kimeneti egyenáramú alkatrészek védelme
áramellátás meghibásodás elleni védelem
védelem a hálózati feszültség meghibásodása ellen
a kimeneti tranzisztorok túlmelegedés elleni védelme

Túlfeszültség védelem a beállított küszöbérték túllépésére reagál a kimeneti fokozat áramával. Nemcsak az AC-t, hanem a kimeneti tranzisztorokat is megmenti, például rövidzárlat esetén az erősítő kimenetén. Ez egy trigger típusú védelem, működése után a PA normál működése csak az újbóli bekapcsolás után áll helyre. Mivel ez a védelem nagy teljesítményt igényel, hardveresen valósul meg. A kijelzőn "IF" jelzés látható.

Reagál a PA kimeneti feszültségének 2 V-nál nagyobb állandó komponensére. Védi a hangszórót, hardverben is megvalósítja. A kijelzőn "dcF" jelzés látható.

Reagál bármely kar tápfeszültségének egy meghatározott szint alatti csökkenésére. A tápfeszültségek szimmetriájának jelentős megsértése állandó komponens megjelenését okozhatja a PA kimenetén, amely veszélyes az AC-re. A kijelzőn "UF" jelzés látható.

Reagál a hálózati feszültség több periódusának elvesztésére egymás után. Ennek a védelemnek a célja a terhelés leválasztása, mielőtt a tápfeszültség csökken, és a tranziens megkezdődik. Hardveren van megvalósítva, a mikrovezérlő csak az állapotát olvassa. A kijelzőn "prF" jelzés látható.

túlmelegedés elleni védelem a kimeneti tranzisztorokat szoftveresen valósítják meg, a radiátorokra telepített hőmérők információit használja fel. A kijelzőn "tF" jelzés látható.

Az UM képes távirányító ... Mivel nem igényel nagyszámú kezelőgombot, ugyanazt a távirányítót használják, mint az előerősítő vezérléséhez. Ez a távirányító az RC-5 szabvány szerint működik, és három gombja van, amelyeket kifejezetten a PA működtetésére terveztek. A STANDBY gomb teljesen megismétli az előlapon található hasonló gombot. A "DISPLAY" gomb lehetővé teszi, hogy a kijelző módját a gyűrű köré kapcsolja (3a. Ábra). Addig tartva a DISPLAY gombot, amíg egy sípolás kikapcsolja a kijelzőt. A "MODE" gomb lehetővé teszi az időzítő időintervallumának megváltoztatását (3b. Ábra), azaz a "+" és a "-" gombokat helyettesíti.

A hátsó panel erősítő (4. ábra) beépített aljzatok, amelyek a komplexum egyéb elemeinek táplálására szolgálnak. Ezek az aljzatok független leválasztással rendelkeznek, amely lehetővé teszi az egész komplexum feszültségmentesítését a távirányítóról.

Ábra. 4. Az erősítő hátsó panelje.

Amint azt korábban megjegyeztük, a leírt erősítő Nyikolaj Szuhov UMZCH VV áramkörén alapul, amelyet a. A nagy pontosságú UM felépítésének alapelveit a. Sematikus ábrája fő erősítő táblaábrán látható. öt.

szélesség = 710>

Ábra. 5. Az erősítő főtáblájának sematikus rajza.

Az erősítőt kissé módosították az eredeti kialakításhoz képest. Ezek a változások nem alapvetőek, és alapvetően egy újabb elemalapra való átmenetet jelentenek.

Megváltozott nyugalmi áram hőmérséklet stabilizáló áramkör... Az eredeti kivitelben a kimeneti tranzisztorokkal együtt egy tranzisztort szereltek fel a radiátorokra - egy hőmérséklet-érzékelőt, amely beállítja a kimeneti fokozat előfeszültségét. Ebben az esetben csak a kimeneti tranzisztorok hőmérsékletét vettük figyelembe. De a terminál előtti tranzisztorok hőmérséklete a rájuk szórt meglehetősen nagy teljesítmény miatt is jelentősen emelkedett működés közben. Annak a ténynek köszönhetően, hogy ezeket a tranzisztorokat kis különálló hűtőbordákra szerelték fel, hőmérsékletük meglehetősen drasztikusan ingadozhat, például az energiaeloszlás változásainak eredményeként vagy akár a külső légáramok miatt. Ez a nyugalmi áram ugyanolyan éles ingadozásához vezetett. A PA bármely más eleme működése közben meglehetősen felmelegedhet, mivel ugyanabban az esetben vannak hőforrások (kimeneti tranzisztorok radiátorai, transzformátorok stb.). Ez vonatkozik a kompozit emitterkövető legelső tranzisztoraira is, amelyeknél egyáltalán nem voltak radiátorok. Ennek eredményeként a nyugalmi áram többszörösére növekedhet, amikor a PA-t melegítik. A probléma megoldását Alekszej Belov javasolta.

Általában a PA kimeneti szakaszának nyugalmi áramának hőmérséklet-stabilizálására használják következő ábra(6a. ábra):

Ábra. 6. A nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizálási sémája.

Az előfeszítő feszültséget az A és B pontokra alkalmazzák. Kétpólusú, amely egy VT1 tranzisztorból és az R1, R2 ellenállásokból áll. A kezdeti előfeszültséget R2 állítja be. A VT1 tranzisztor általában a VT6, VT7 közös radiátorra van rögzítve. A stabilizálást a következőképpen hajtjuk végre: amikor a VT6, VT7 tranzisztorokat felmelegítjük, csökken az alap-emitteresés, amely rögzített előfeszítő feszültség mellett a nyugalmi áram növekedéséhez vezet. De ezekkel a tranzisztorokkal együtt a VT1 is felmelegszik, ami a feszültségesés csökkenését okozza a két terminálon, azaz a nyugalmi áram csökkentése. Ennek a sémának az a hátránya, hogy a kompozit emitterkövetőben lévő többi tranzisztor átmeneti hőmérsékletét nem veszik figyelembe. Ennek figyelembe vétele érdekében ismerni kell az összes tranzisztor csatlakozási hőmérsékletét. A legegyszerűbb módja annak, hogy ugyanolyan legyen. Ehhez elegendő a kompozit emitterkövetőben található összes tranzisztort közös radiátorra telepíteni. Ugyanakkor ahhoz, hogy nyugalmi áramot kapjunk, amely nem függ a hőmérséklettől, az összetett emitterkövető előfeszültségének feszültségének meg kell egyeznie a hőmérsékleti együtthatóval, mint hat sorozatosan összekapcsolt p-n csomóponté. Nagyjából feltételezhető, hogy az előremenő feszültségesés a p-n csomóponton lineárisan csökken, kb. 2,3 mV / ° K tényezővel. Egy összetett sugárzó követő számára ez az együttható 6 * K. Az előfeszültség ilyen hőmérsékleti együtthatójának megadása egy két terminálos hálózat feladata, amely az A és B pontok között van összekötve. A 6a. Hőmérsékleti együttható értéke (1 + R2 / R1) * K. Amikor az R2 ellenállás beállítja a nyugalmi áramot, a hőmérsékleti együttható is megváltozik, ami nem teljesen helyes. A legegyszerűbb gyakorlati megoldás az ábra szerinti áramkör. 6b. Ebben az áramkörben a hőmérsékleti együttható (1 + R3 / R1) * K, és a kezdeti nyugalmi áramot az R2 ellenállás csúszkájának helyzete határozza meg. Az R2 ellenálláson a feszültségesés, amelyet a dióda tol be, szinte állandónak tekinthető. Ezért a kezdeti zárt áramkör beállítása nem befolyásolja a hőmérsékleti együtthatót. Ilyen áramkör esetén a PA felmelegítésekor a nyugalmi áram legfeljebb 10-20% -kal változik. Annak érdekében, hogy az összes kompozit emitterkövető tranzisztor közös hűtőbordára kerüljön, rendelkeznie kell egy hűtőbordára történő felszerelésre alkalmas csomagolással (a TO-92-es csomagokban lévő tranzisztorok nem megfelelőek). Ezért más típusú tranzisztorokat használnak az UM-ben, ugyanakkor modernebbeket.

Az erősítő áramkörben (5. ábra) a nyugalmi áram hőmérséklet-stabilizálására szolgáló két kapcsos blokkot egy C12 kondenzátor tolja el. Ez a kondenzátor opcionális, bár ez sem árt. Az a tény, hogy a kompozit emitterkövető tranzisztorainak bázisa között előfeszítő feszültséget kell biztosítani, amelynek a kiválasztott nyugalmi áramnak állandónak kell lennie, és nem függhet az erősített jeltől. Röviden, a kétpólusú, valamint az R26 és R29 ellenállásokon (5. ábra) a feszültség változó összetevőjének nullának kell lennie. Ezért ezeket az elemeket kondenzátorokkal lehet áthidalni. De a két terminálos hálózat alacsony dinamikai ellenállása, valamint ezen ellenállások alacsony ellenállási értékei miatt a tolatási kapacitások jelenléte nagyon gyenge hatást fejt ki. Ezért ezekre a kapacitásokra nincs szükség, különösen azért, mert az R26 és az R29 tolatásához elég nagynak kell lenniük (kb. 1 μF, illetve 10 μF).

Kimeneti tranzisztorok Az UM-et KT8101A, KT8102A tranzisztorok helyettesítik, amelyek magasabbak levágási gyakoriságáramátviteli együttható. Van erős tranzisztorok az áramátviteli együttható csökkenésének hatása a kollektoráram növekedésével meglehetősen markáns. Ez a hatás rendkívül nem kívánatos a PA számára, mivel itt a tranzisztoroknak nagy kimeneti áram mellett kell működniük. Az áramátviteli arány modulálása az erősítő kimeneti fokozatának linearitásának jelentős romlásához vezet. Ennek a hatásnak a csökkentése érdekében két tranzisztor párhuzamos csatlakozását használják a kimeneti szakaszban (és ez a minimum, amit megengedhet magának).

Mikor párhuzamos kapcsolat tranzisztorok a paramétereik elterjedésének hatásának csökkentése és az üzemi áramok kiegyenlítése érdekében külön emitteres ellenállásokat alkalmaznak. A túláram-védelmi rendszer normál működéséhez áramkör került hozzá, hogy leválasszák a maximális feszültségértéket a VD9 - VD12 diódákról (5. ábra), mivel most nem két, hanem négy emitteres ellenállásról van szükség .

Egyéb tranzisztorok az összetett kibocsátó követő KT850A, KT851A (TO-220 csomag) és KT940A, KT9115A (TO-126 csomag). A nyugalmi áram stabilizáló áramkörben KT973A kompozit tranzisztort (TO-126 csomag) használnak.

Készült és kicserélték OU korszerűbbekhez. A fő op-amp U1-et az AD744 váltja fel, amelynek van fokozott teljesítményés jó linearitás. Az U-MZCH kimenetén a nulla potenciál fenntartására szolgáló áramkörben működő Op-amp U2-t felváltotta az OP177, amelynek alacsony nulla eltolása van (legfeljebb 15 μV). Ezzel feleslegessé vált az előfeszítő trimmer. Meg kell jegyezni, hogy az AD744 áramkör sajátosságai miatt az U2 erősítőnek a tápfeszültséghez közeli kimeneti feszültséget kell biztosítania (az AD744 op erősítő 8. érintkezője csak két pn csomópontban van a 4. tűtől állandó feszültség alatt. ). Ezért nem minden típusú precíziós op erősítő fog működni. Végső megoldásként használhat egy felhúzási ellenállást az op erősítő kimenetétől –15 V-ig. Az AC U impedancia kompenzációs áramkörben működő U3 erősítőt az AD711 váltotta fel. Ennek az op-amp-nak a paraméterei nem annyira kritikusak, ezért olcsó, kellő sebességű és meglehetősen alacsony nulla eltolású op-amp-ot választottak.

Az áramkörhöz R49 - R51, R52 - R54 és R47, R48 ellenállás-osztókat adnak, amelyek az árammérő áramkör áram- és feszültségjeleinek eltávolítását szolgálják.

A megvalósítás megváltozott földláncok... Mivel minden erősítőcsatorna teljesen össze van szerelve egy táblán, már nincs szükség több földelővezeték csatlakoztatására az alváz egyetlen pontján. Speciális topológia nyomtatott áramkör csillagvezetékeket biztosít a földelő áramkörökhöz. A földcsillag egyetlen vezetővel van összekötve a tápegység közös kapcsaival. Meg kell jegyezni, hogy ez a topológia csak teljesen külön tápegységekkel alkalmas a bal és a jobb csatorna számára.

Az eredeti erősítő áramkörben a visszacsatolási hurok váltakozó áram borít és relé érintkezők amelyek összekapcsolják a terhelést. Ezt az intézkedést azért hajtják végre, hogy csökkentse a kontaktusok nem-linearitásának hatását. Ebben az esetben azonban problémák adódhatnak a védelem működésével az állandó alkatrészen. Az a tény, hogy az erősítő bekapcsolásakor az áramellátás még a terhelő relé bekapcsolása előtt megtörténik. Ekkor egy jel jelen lehet a PA bemenetén, és az erősítő erősítése a megszakadt visszacsatolási hurok miatt nagyon nagy. Ebben az üzemmódban a PA korlátozza a jelet, és az eltolt feszültség kompenzációs áramkör általában nem képes fenntartani a nulla DC komponenst a PA kimeneten. Ezért még a terhelés csatlakoztatása előtt kiderülhet, hogy a PA kimenetén állandó komponens van, és akkor a védelmi rendszer működni fog. Nagyon könnyű kiküszöbölni ezt a hatást, ha váltóérintkezős relét használ.

A normálisan zárt érintkezőknek ugyanúgy le kell zárniuk a visszacsatolási ciklust, mint a normálisan nyitott érintkezőknek. Ebben az esetben a relé kioldásakor a visszacsatolás csak nagyon rövid ideig szakad meg, amely alatt az összes relé érintkező nyitva van. Ez idő alatt az állandó komponens viszonylag inerciális védelmének nincs ideje működni. Ábrán. A 7. ábra a relé kapcsolási folyamatát mutatja egy digitális oszcilloszkóp segítségével. Mint látható, a relétekercsre történő feszültség felhelyezése után 4 ms-mal a normálisan zárt érintkezők kinyílnak. Körülbelül további 3 ms után a normálisan nyitott érintkezők bezáródnak (észrevehető visszapattanással, amely kb. 0,7 ms). Így az érintkezők körülbelül 3 ms-ig "repülnek", ekkor szakad meg a visszacsatolás.

Ábra. 7. Az AJS13113 relé kapcsolásának folyamata.

Védelmi áramkör teljesen átdolgozva (8. ábra). Most a főtáblán található. Így minden csatornának megvan a maga független áramköre. Ez némiképp felesleges, de mindegyik főtábla teljesen önálló és komplett monoerősítő. A védelmi funkciók egy részét a mikrovezérlő látja el, de a megbízhatóság növelése érdekében a hardverben elegendő készletet alkalmaznak. Elvileg egy erősítő tábla egyáltalán képes működni mikrokontroller nélkül. Mivel a PA külön készenléti tápellátással rendelkezik, a védelmi áramkör abból táplálkozik (+ 12 V szint). Ez kiszámíthatóbbá teszi a védelmi áramkör viselkedését, amikor az egyik fő tápegység meghibásodik.

szélesség = 710>
A rajz nem illik az oldalra, ezért tömörítve van!
A teljes megtekintéshez kattintson a gombra.

Ábra. 8. Erősítő védelmi áramkör.

Túlfeszültség védelem tartalmaz egy VT3, VT4 tranzisztorokra szerelt ravaszt (5. ábra), amely a VT13 tranzisztor nyitásakor bekapcsol. A VT13 jelet vesz az áramérzékelőtől, és kinyílik, amikor az áram eléri az R30 trimmerrel beállított értéket. A ravaszt kikapcsolja a VT5, VT6 áramgenerátorokat, ami az összetett emitterkövető összes tranzisztorának reteszeléséhez vezet. A kimeneten a nulla feszültséget ebben az üzemmódban az R27 ellenállás tartja fenn (5. ábra). Ezenkívül a flip-flop állapotát leolvassák a VD13, R63 láncról (8. ábra), és amikor bekapcsol, alacsony logikai szintet állítanak be az U4D logikai elem bemenetén. A VT24 tranzisztor nyitott kollektoros kimenetet biztosít az IOF (I Out Fail) jel számára, amelyet a mikrovezérlő lekérdez.

DC védelem implementálva a VT19 - VT22 tranzisztorokon és az U4B, U4A logikai elemeken. Az erősítő kimenetéről érkező jelet az R57, R59 osztón keresztül az R58C23 aluláteresztő szűrőbe vezetjük, kb. 0,1 Hz-es vágási frekvenciával, amely kiválasztja a jel állandó összetevőjét. Ha állandó pozitív polaritású komponens jelenik meg, akkor az OE áramkör szerint csatlakoztatott VT19 tranzisztor kinyílik. Viszont kinyitja a VT22 tranzisztort, és magas logikai szint jelenik meg az U4B logikai elem bemeneteinél. Ha állandó negatív polaritású komponens jelenik meg, akkor az ON kapcsolóval bekapcsolt VT21 tranzisztor megnyílik. Ez az aszimmetria szükséges mérőszám unipoláris tápegység védelmi rendszerek. Az áramátviteli arány növelése érdekében a VT21, VT20 (OB - OK) tranzisztorok cascode kapcsolását alkalmazták. Továbbá, mint az első esetben, megnyílik a VT22 tranzisztor stb. Az U4A logikai elem kimenete egy VT23 tranzisztorra van csatlakoztatva, amely nyitott kollektor kimenetet biztosít a DCF (DC Fail) jel számára.

Hálózati feszültség meghibásodás elleni védelem tartalmaz egy kiegészítő egyenirányítót (13. ábra) VD1, VD2 (VD3, VD4), amely simítószűrővel rendelkezik, nagyon kis időállandóval. Ha a hálózati feszültség több periódusa kiesik egymás után, akkor az egyenirányító kimeneti feszültsége csökken, és az U4C logikai elem bemenetén alacsony logikai szintet állítanak be (8. ábra).

A fent leírt három védelmi áramkörből származó logikai jeleket az U5C "OR" eleméhez vezetik, amelynek kimenetén bármelyik áramkör működése esetén alacsony logikai szint képződik. Ebben az esetben a C24 kondenzátort a VD17 diódán keresztül ürítik, és alacsony logikai szint jelenik meg az U5B logikai elem bemeneteinél (szintén az U5A kimenetén). Ez a VT27 tranzisztor bezárásához és a K1 relé lekapcsolásához vezet. Az R69C24 lánc bizonyos minimális késleltetést biztosít a bekapcsoláskor, ha a mikrovezérlő valamilyen okból nem generálja a kezdeti késleltetést. A VT25 tranzisztor nyitott kollektor kimenetet biztosít az OKL (OK balra) vagy OKR (OK jobbra) jelhez. A mikrovezérlő megtilthatja a relé aktiválását. Ehhez egy VT26 tranzisztort telepítenek. Ez a képesség szükséges a szoftver túlmelegedés elleni védelmének, a szoftverrelé bekapcsolási késleltetésének megvalósításához, valamint a bal és jobb csatorna védelmi rendszerek működésének szinkronizálásához.

A mikrovezérlő és a hardver védelmi áramkör kölcsönhatása a következő: az erősítő bekapcsolásakor, miután a tápfeszültség elérte a névleges értéket, a mikrovezérlő lekérdezi az OKL és OKR hardvervédelmi készültségi jeleket. Ennyi idő alatt a mikrovezérlő tiltja a relé bekapcsolását az ENB (Enable) jel magas logikai szinten tartásával. Amint a mikrovezérlő kész jeleket kap, késleltetést képez, és lehetővé teszi a relé bekapcsolását. Az erősítő működése során a mikrovezérlő folyamatosan figyeli az üzemkész jelet. Az egyik csatorna ilyen jelének elvesztése esetén a mikrovezérlő eltávolítja az ENB jelet, így mindkét csatornán kikapcsolja a relét. Ezután lekérdezi a védelmi állapot jeleit, hogy azonosítsa a csatornát és a védelem típusát.

túlmelegedés elleni védelem teljes egészében szoftveresen valósítják meg. A radiátorok túlmelegedése esetén a mikrovezérlő eltávolítja az ENB jelet, ami a terhelő relé lekapcsolását okozza. A hőmérséklet méréséhez egy Dallas DS1820 hőmérőt csatlakoztatnak mindegyik radiátorhoz. A védelem akkor aktiválódik, amikor a hűtőbordák elérik az 59,8 ° C hőmérsékletet. Valamivel korábban, 55,0 ° C-on a kijelzőn látható előzetes bejelentés túlmelegedés - a radiátorok hőmérséklete automatikusan megjelenik. Az erősítő automatikusan újra bekapcsol, amikor a radiátorok 35,0 ° C-ra hűlnek le. A fűtőtestek magasabb hőmérsékletén történő bekapcsolás csak manuálisan lehetséges.

Az erősítő házában lévő elemek hűtési körülményeinek javítása érdekében egy kis méretű ventilátor amely a hátsó panelen található. Kefe nélküli motorventilátor van elhelyezve egyenáram 12 V névleges tápfeszültséggel, a számítógép processzorának hűtésére. Mivel a ventilátor némi zajt generál, amely észrevehető a szünetek alatt, meglehetősen összetett vezérlő algoritmust használnak. 45,0 ° C-os radiátor hőmérsékleten a ventilátor elkezd működni, és amikor a radiátorok lehűlnek 35,0 ° C-ra, a ventilátor kikapcsol. Ha a kimenő teljesítmény kisebb, mint 2 W, akkor a ventilátor működése tilos, hogy ne vegye észre annak zaját. A ventilátor időszakos be- és kikapcsolásának megakadályozása érdekében, amikor a kimeneti teljesítmény a küszöbérték közelében ingadozik, a szoftver a ventilátor kikapcsolásának minimális idejét 10 másodpercre korlátozta. 55,0 ° C vagy annál magasabb radiátor hőmérsékleten a ventilátor leállás nélkül működik, mivel ez a hőmérséklet közel van a vészhelyzethez. Ha a ventilátor bekapcsol az erősítő működése közben, akkor a "KÉSZENLÉTI" üzemmódba lépéskor, ha a radiátorok hőmérséklete magasabb, mint 35,0 ° C, a ventilátor továbbra is nulla kimeneti teljesítmény mellett működik. Ez lehetővé teszi az erősítő gyors lehűlését.

Tápellátás meghibásodás elleni védelem teljes egészében szoftveresen is megvalósítva. A mikrovezérlő ADC segítségével figyeli mindkét erősítő csatorna tápfeszültségét. Ezt a feszültséget az alaplapokból az R55, R56 ellenállásokon keresztül juttatják a processzorhoz (8. ábra).

A fő tápegységeket lépésenként kapcsolják be. Erre azért van szükség, mert az egyenirányítók terhelése teljesen lemerült szűrőkondenzátorokból áll, és éles bekapcsolás esetén erős áramlökés lép fel. Ez a túlfeszültség veszélyt jelent az egyenirányító diódákra, és kifújhatja a biztosítékokat. Ezért az erősítő bekapcsolásakor a K2 relét először lezárják (12. ábra), és a transzformátorokat R1 és R2 korlátozó ellenállásokon keresztül csatlakoztatják a hálózathoz. Ekkor a mért tápfeszültség küszöbértéke ± 38 V. Ez akkor fordulhat elő, ha az erősítő áramkör áramfelvétele túl magas (az erősítő sérült). Ebben az esetben bekapcsol az „UF” tápegység meghibásodása.

Ha eléri a ± 38 V küszöbértéket, akkor aktiválódik a K3 relé (12. ábra), amely kizárja az ellenállásokat a fő transzformátorok primer áramköreiből. Ezután a küszöbérték ± 20 V-ra csökken, és a mikrovezérlő továbbra is figyelemmel kíséri a tápfeszültségeket. Ha az erősítő működése alatt a tápfeszültség ± 20 V alá csökken, a védelem aktiválódik és az erősítő kikapcsol. A küszöbérték csökkentése normál üzemmódban szükséges, így amikor a tápfeszültség „megereszkedik” a terhelés alatt, nem következik be a védelem téves működése.

Sematikus ábrája cpu táblaábrán látható. 9. A processzor az Atmel AT89C51 U1 mikrovezérlőre épül, amely 12 MHz órajel frekvencián működik. A rendszer megbízhatóságának növelése érdekében az U2 felügyeletet használják, amely beépített watchdog időzítővel és tápfigyelővel rendelkezik. A watchdog időzítő alaphelyzetbe állításához külön WD vonalat kell használni, amelyen a szoftver periodikus jelet generál. A program úgy van felépítve, hogy ez a jel csak akkor lesz jelen, ha az időzítő megszakítás kezelőt és a fő programhurkot végrehajtják. Ellenkező esetben a watchdog időzítő újraindítja a mikrovezérlőt.

szélesség = 710>
A rajz nem illik az oldalra, ezért tömörítve van!
A teljes megtekintéshez kattintson a gombra.

Ábra. 9. A processzor kártya vázlatos rajza.

A kijelző 8 bites buszon keresztül csatlakozik a processzorhoz (XP4 - XP6 csatlakozók). A kijelző tábla regisztereinek sztrobogásához C0..C4 jeleket használunk, amelyeket az U4 címdekóder generál. Az U3 regiszter a cím alacsony bájtjának retesze, csak az A0, A1, A2 biteket használjuk. A cím magas bájtját egyáltalán nem használják, ami lehetővé tette a P2 port egyéb célokra történő felszabadítását.

A vezérlőgombok megnyomásakor programszerűen hangjelzés jön létre. Ehhez a BPR vonalat használják, amelyhez a VT1 tranzisztor kapcsoló csatlakozik, a HA1 dinamikus emitterre terhelve.

A bal és a jobb csatorna főtáblái XP1, illetve XP2 csatlakozókkal csatlakoznak a processzor kártyához. Ezek a csatlakozók IOF és DC védelmi állapotjeleket juttatnak a processzorhoz a DCF erősítő kimenetén. Ezek a jelek közösek a bal és a jobb csatornán, és ezek kombinációja a nyitott kollektor védő áramkör kimeneteinek köszönhetően lehetséges. Az OKL és az OKR védelmi készültségi jelek csatornánként külön vannak, hogy a processzor azonosítsa azt a csatornát, amelyen a védelmi sémát elindították. Az ENB jel, amelyet a processzor küld a védelmi rendszerbe, lehetővé teszi a terhelés relé bekapcsolását. Ez a jel közös a két csatornán, amely automatikusan szinkronizálja a két relé működését.

A TRR és a TRL vonalak segítségével leolvashatók a jobb, illetve a bal csatorna radiátoraira telepített hőmérők. A hőmérők által mért hőmérséklet kijelezhető a kijelzőn, ha a megfelelő kijelző mód be van kapcsolva. Megjelenik a kettő maximális hőmérsékleti értéke a bal és a jobb csatornán. A mért értéket a túlmelegedés elleni védelem szoftveres megvalósításához is felhasználják.

Ezenkívül az XP1 és XP2 csatlakozók WUR, WIR, WUL és WIL jelekkel rendelkeznek, amelyeket a kimenő teljesítménymérő áramkör használ.

A processzor áramellátása a készenléti forrásból történik az XP3 csatlakozón keresztül. Az áramellátáshoz 4 szintet használnak: ± 15 V, +12 V és +5 V. A ± 15 V szinteket kikapcsolják, amikor készenléti üzemmódba kapcsolnak, és a fennmaradó szintek mindig jelen vannak. A +5 V és +12 V szintek fogyasztása készenléti állapotban minimálisra csökken a fő fogyasztók szoftver leállítása miatt. Ezenfelül ezen a csatlakozón keresztül több vezérlési logikai jelet küld a készenléti tápegységhez: PEN - vezérli a készenléti tápellátást, REX - bekapcsolja a külső aljzatok reléjét, RP1 és RP2 - bekapcsolja a fő tápfeszültség relét, FAN - bekapcsolja a ventilátort. A fő kártyákon található védelmi áramkörök tápellátása a processzor kártyájáról történik +12 V-os szinten, a kijelzőpanel pedig a +5 V-os feszültségről.

A kimenő teljesítmény mérésére és a tápfeszültségek ellenőrzésére egy 12 bites U6 AD7896 ADC-t használunk az analóg eszközöktől. Egy ADC csatorna nem elegendő, ezért az U5 kapcsolót használják a bemeneten (még jobb lenne egy 8 csatornás ADC-t használni, például AD7888 típusú). Az adatokat soros formában olvassa le az ADC. Ehhez az SDATA (soros adatok) és az SCLK (óra) sorokat használják. Az átalakítási folyamatot a START szoftverjel indítja. A REF195 (U7) referenciaforrásként és egyben feszültségszabályozóként is használható az ADC számára. Mivel a ± 15 V tápfeszültséget készenléti állapotban kikapcsolják, az összes logikai jel az R9 - R11 ellenállásokon keresztül csatlakozik az ADC-hez, amelyek korlátozzák az esetleges áramfeszültségeket, amikor készenléti üzemmódba és vissza kapcsolnak.

A nyolc kapcsoló bemenetből hatot használnak: kettőt teljesítménymérésre, négyet a tápfeszültség felügyeletére. A kívánt csatornát az AX0, AX1, AX2 címsorok segítségével választjuk ki.

Fontolgat teljesítménymérő áramkör bal csatorna. Az alkalmazott áramkör a terhelés áramának és feszültségének a szorzatát biztosítja, ezért a terhelés impedanciáját automatikusan figyelembe vesszük, és az olvasmányok mindig megfelelnek a terhelés tényleges aktív teljesítményének. Az alaplapon található R49 - R54 ellenállás-elválasztókon keresztül (5. ábra) az áramérzékelők feszültsége (a kimeneti tranzisztorok emitteres ellenállása) az U8A differenciálerősítőhöz (9. ábra) kerül, amely kiválasztja az áramjelet. Az U8A kimenetétől az R17 vágásellenállásig a jel a K525PS2 típusú U9 analóg szorzó Y bemenetébe kerül. A feszültségjelet egyszerűen eltávolítják az osztóról, és az analóg szorzó X bemenetére vezetik. A szorzó kimenetére egy aluláteresztő R18C13 szűrőt telepítenek, amely a kvázi csúcs kimenő teljesítményével arányos jelet választ ki, körülbelül 10 ms integrációs idővel. Ez a jel az egyik kapcsoló bemenethez, majd az ADC-hez kerül. A VD1 dióda megvédi a kapcsoló bemenetét a negatív feszültségtől.

A szorzók kezdeti nulla eltolásának kompenzálása érdekében, amikor az erősítő be van kapcsolva (amikor a terhelő relé még mindig nincs bekapcsolva, és a kimeneti teljesítmény nulla), bekövetkezik az automatikus nullázás folyamata. A további működés során mért offset feszültséget kivonjuk az ADC leolvasásaiból.

A bal és a jobb csatorna teljesítményét külön mérik, és a csatornák maximális értékét jelzik. Mivel a mutatónak mind a kvázi csúcsot, mind az átlagos kimenő teljesítményt meg kell jelenítenie, valamint a jelzett értékeknek könnyen olvashatónak kell lenniük, az ADC-vel mért értékeket szoftveres feldolgozásnak vetik alá. A teljesítménymérő időjellemzőit az integrációs idő és a visszatérési idő jellemzi. Kvázi-csúcs teljesítménymérő esetében az integrációs időt a hardverszűrő lánc határozza meg, és körülbelül 10 ms. Az átlagos teljesítménymérő csak a megnövekedett integrációs időben különbözik, amelyet a szoftverek valósítanak meg. Az átlagos teljesítmény kiszámítása 256 pontos mozgóátlag felhasználásával történik. A visszaút mindkét esetben be van programozva. Az olvasás megkönnyítése érdekében ennek az időnek viszonylag hosszúnak kell lennie. Ebben az esetben az indikátor fordított mozgása úgy valósul meg, hogy 20 másodpercenként egyszer levonja az aktuális teljesítménykód 1/16 részét. Ezenkívül a kijelző alatt a csúcsértékeket 1,4 másodpercig tartják. Mivel az indikátorértékek túl gyakran történő frissítése nem elfogadott, a frissítés 320 ms-onként történik. Annak érdekében, hogy ne hagyja ki a következő csúcsot, és szinkronban jelenítse meg azt a bemeneti jellel, csúcs észlelésekor az olvasások rendkívüli frissítése történik.

Mint fentebb említettük, a PA közös egy előerősítővel távirányító amely az RC-5 szabványban működik. Az SFH-506 típusú távirányító vevője a kijelzőpanelen található. A fotodetektor kimenetéről a jel a mikrovezérlő SER (INT1) bemenetére kerül. Az RC-5 kód dekódolását szoftver végzi. A használt rendszer száma 0AH, a STANDBY gomb kódja 0CH, a DISPLAY gomb 21H, a MODE gomb pedig 20H. Szükség esetén ezek a kódok könnyen megváltoztathatók, mivel egy keresőtáblát használnak, amely a mikrokontroller program forráskódjának végén található.

A kijelző(10. ábra) két kétjegyű, hét szegmenses kijelző, a LTD6610E típusú HG1 és HG2 kijelző van telepítve. U1 - U4 párhuzamos regiszterek vezérlik őket. A dinamikus jelzést nem használják, mivel ez fokozott interferenciát okozhat.

szélesség = 710>
A rajz nem illik az oldalra, ezért tömörítve van!
A teljes megtekintéshez kattintson a gombra.

Ábra. 10. A jelzőtábla sematikus rajza.

Az U5 regiszter a LED-ek vezérlésére szolgál. Egy korlátozó ellenállást soronként csatlakoztatnak minden szegmenshez és minden LED-hez. Az összes regiszter OC bemenetét egyesítik és összekapcsolják a mikrokontroller PEN jelével. A regiszterek visszaállítása és inicializálása során ez a jel logikailag magas szintű állapotban van. Ez megakadályozza, hogy a jelzés véletlenül kigyulladjon tranziensek alatt.

A kijelzőpanelen találhatók az SB1 - SB6 kezelőgombok is. Csatlakoznak az adat buszvonalakhoz és a RET visszatérő vonalhoz. A VD1 - VD6 diódák megakadályozzák rövidzárlat két vagy több gomb egyidejű megnyomásakor adatsorok. A billentyűzet beolvasásakor a mikrovezérlő a P0 portot használja egyszerű kimeneti portként, amely futó nullát képez a vonalain. A RET vonalat egyszerre kérdezik le. Így határozzák meg a megnyomott gomb kódját.

Az U6 beépített távirányítós fotodetektor a kijelzők mellett van elhelyezve egy közös védőüveg alatt. A fotodetektor kimenetéről az XP6 csatlakozón keresztül érkező jel a SER (INT1) mikrovezérlő bemenetre kerül.

Vámforrás(11. ábra) 4 szintet biztosít a kimeneten: +5 V, +12 V és ± 15 V. A ± 15 V szinteket készenléti állapotban letiltják. A forrás egy kis toroid transzformátort használ, amelyet egy 50x20x25 mm magra tekercselnek. A készenléti transzformátor nagy teljesítménytartalékkal rendelkezik, és a voltonkénti fordulatok számát jobban választják, mint a számítottat. Ezeknek az intézkedéseknek köszönhetően a transzformátor gyakorlatilag nem melegszik fel, ami növeli a megbízhatóságát (elvégre az erősítő teljes élettartama alatt folyamatosan működnie kell). A tekercselési adatokat és a vezeték átmérőjét a diagram mutatja. A feszültségstabilizátoroknak nincsenek különleges tulajdonságaik. Az U1 és U2 stabilizátor IC-k egy kis közös hűtőbordára vannak felszerelve. A ± 15 V-szint kikapcsolásához kapcsolókat használnak a VT1 - VT4 tranzisztorokon, amelyeket a processzorlapról érkező PEN jel vezérel.

Ábra. 11. A készenléti tápegység vázlatos rajza.

A feszültségstabilizátorok mellett a készenléti tápegység tábláján a VT5 - VT12 tranzisztorokon található kulcsok vannak felszerelve a relé és a ventilátor vezérléséhez. Mivel az MCS-51 család mikrovezérlőinek portjai magas logikai állapotban vannak a "Reset" jel alatt, az összes végrehajtó eszközt alacsony szinten kell bekapcsolni. Ellenkező esetben hamis pozitív eredmények jelennek meg, amikor az áramellátás be van kapcsolva, vagy ha a watchdog időzítő beindul. Ezért egyetlen kulcs nem használható kulcsként. npn tranzisztorok OE vagy ULN2003 driver chipekkel és hasonlókkal.

Relék, biztosítékok és korlátozó ellenállások vannak bekapcsolva váltótábla(12. ábra). Az összes hálózati vezeték csavaros kapcsokon keresztül csatlakozik. Minden egyes főtranszformátor, készenléti transzformátor és külső aljzattartó egység külön-külön olvad össze. Biztonsági okokból a külső aljzatokat két K1 reléérintkező szétkapcsolja, amelyek mindkét vezetéket megszakítják. A fő transzformátorokat az elsődleges tekercs közepétől csapolják le. Ezt a csapot 110 V feszültség biztosítására lehet használni a komplexum többi alkatrészének táplálására. Az amerikai szabványnak megfelelő eszközök valamivel olcsóbbak, mint a multirendszeresek, ezért néha előfordulnak a területünkön. A relétáblán vannak olyan pontok, amelyekből 110 V kivehető, de az alapváltozatban ezt a feszültséget nem használják.

Ábra. 12. A relétábla vázlatos rajza.

Blokkdiagram be erősítő alvázábrán látható. 13. A KD2997A típusú VD5 - VD12 diódákra összeszerelt híd-egyenirányítók csatlakoznak a T1 és T2 főtranszformátor szekunder tekercséhez. Az egyenirányítók kimenetére több mint 100 000 μF összkapacitású szűrőkondenzátorok csatlakoznak. Erre a nagy kapacitásra azért van szükség, hogy alacsony hullámzást érjünk el, és javítsuk az erősítő pulzáló jelek reprodukciós képességét. A szűrőkondenzátorokból ± 45 V tápfeszültséget táplálnak az erősítő fő lapjaira. Ezen túlmenően vannak kis teljesítményű egyenirányítók a VD1 - VD4 diódákra szerelve, amelyek kimeneti feszültségét viszonylag rövid időállandóval szűrik a C1 és C2 kondenzátorok. Az R1 és R2 ellenállásokon keresztül ezeknek a kiegészítő egyenirányítóknak a kimeneti feszültségét táplálják a védőáramkörökbe, amelyek az erősítő fő lapjain vannak összeállítva. Ha a hálózati feszültség több félperiódusa meghibásodik, a kiegészítő egyenirányítók kimeneti feszültsége csökken, amelyet a védelmi áramkörök észlelnek, és a terhelő relék lekapcsolódnak. Ekkor a fő egyenirányítók kimeneti feszültsége a nagy kondenzátorok miatt még mindig elég nagy, ezért az erősítőben a tranziens folyamat nem indul el, amikor a terhelést csatlakoztatják.

szélesség = 710>
A rajz nem illik az oldalra, ezért tömörítve van!
A teljes megtekintéshez kattintson a gombra.

Ábra. 13. Az erősítő blokkok kapcsolási rajza.

A teljesítményerősítő esetében a tervezés és a elrendezés nem kevésbé fontos, mint az áramkör. A fő probléma az, hogy a kimenő tranzisztorokhoz hatékony hőelvezetésre van szükség. Természetes hűtési módszerrel ez hatalmas radiátorokká alakul át, amelyek szinte a fő szerkezeti elemekké válnak. A közös elrendezés, amikor a hátsó fal egyidejűleg radiátorként szolgál, nem megfelelő, mivel hátul nincs hely a szükséges sorkapcsok és csatlakozók felszerelésére. Ezért a leírt PA-ban oldalsó radiátorokkal ellátott elrendezést választottak (14. ábra):

Ábra. 14. Az erősítő általános elrendezése.

A radiátorok kissé fel vannak emelve (ez jól látható a 4. ábrán), ami biztosítja a jobb hűtést. Az erősítő főtáblái a radiátorokkal párhuzamosan vannak rögzítve. Ez minimalizálja a vezetők hosszát a kártya és a kimeneti tranzisztorok között. Az erősítő másik dimenziós eleme a hálózati transzformátor. Ebben az esetben két toroid transzformátort használnak, amelyek egymásra vannak szerelve egy közös hengeres ernyőn. Ez az árnyékolás az erősítő házának belső térfogatának jelentős részét veszi fel. A fő egyenirányítók egy közös hűtőbordára vannak felszerelve, amely függőlegesen helyezkedik el a transzformátor képernyője mögött. A szűrőkondenzátorok az erősítő háza alatt helyezkednek el, és egy tálca borítja őket. A relétábla is ott található. A készenléti áramellátást egy speciális konzolon rögzítik a hátsó panel közelében. A processzor és a kijelzőpanelek egy vastagabb elülső panelen vannak elhelyezve, amelynek dobozos része van.

Az erősítő kialakításánál nagy figyelmet fordítottak a kialakítás gyárthatóságára és a könnyű hozzáférésre bármely egységhez. Az erősítő elrendezéséről további részletek az 1. ábrán találhatók. 15 és 18:

Ábra. 15. Az összeszerelt erősítő egységek elrendezése.

Az erősítő fő teste az alumíniumötvözet alváz 4 mm vastag D16T (4 a 18. ábrán). Az alvázhoz rögzítve radiátorok(1 a 18. ábrán), amelyeket alumíniumlemezből marnak vagy öntenek. A radiátorok szükséges területe nagymértékben függ az erősítő működési körülményeitől, de nem lehet kevesebb, mint 2000 cm 2. Az erősítő táblákhoz való hozzáférés megkönnyítése érdekében a hűtőbordákat csuklópánttal (10 a 18. ábrán) rögzítik az alvázhoz, ami lehetővé teszi a hűtőbordák visszahajtását. Annak elkerülése érdekében, hogy ezt a bemeneti és kimeneti csatlakozók vezetékei ne zavarják, a hátsó panel három részre oszlik (4. ábra). A középső rész konzollal van rögzítve az alvázhoz, a két oldalsó rész pedig a radiátorokhoz. A csatlakozókat a panel oldalaira telepítik, amelyek a radiátorokkal együtt kihajthatók. Így az összeszerelt hűtőborda mono PA, amelyet csak tápvezetékekkel és egy lapos vezérlőkábellel csatlakoztatnak. Ábrán. Az egyértelműség kedvéért a radiátorok csak részben vannak visszahajtva, és a hátsó panel nincs szétszerelve.

Fő erősítő táblák a radiátorokhoz szintén csuklópántokkal vannak rögzítve (12. ábra a 18. ábrán), amelyek lehetővé teszik a visszahajtást, hozzáférést biztosítva a forrasztási oldalhoz. A tábla forgástengelye a kimeneti tranzisztorok vezetékeinek összekötésére szolgáló lyukak mentén halad. Ez lehetővé tette, hogy gyakorlatilag ne növelje meg ezeknek a huzaloknak a hosszát, miközben egyszerre képes volt összehajlítani a táblát. A deszkák felső rögzítési pontjai rendes menetes oszlopok, 15 mm magasak. A bal és a jobb egyoldalas főtáblák huzalozva vannak tükrözve(16. ábra), amely lehetővé tette a kapcsolatok optimalizálását. Természetesen a topológia tükrözése nem teljes, mivel olyan elemeket használnak, amelyek nem egyszerűen tükrözhetők (mikrokapcsolások és relék). Az ábra hozzávetőleges képet ad a táblák topológiájáról, az összes tábla topológiája PCAD 4.5 formátumú fájlként áll rendelkezésre az archívumban (lásd a Letöltés részt).

szélesség = 710>
A rajz nem illik az oldalra, ezért tömörítve van!
A teljes megtekintéshez kattintson a gombra.

Ábra. 16. Az erősítő főtábláinak elrendezése.

Mindegyik 1 radiátornak (17. ábra) van egy sima 2 felülete, amelyet a feketedés után dolgoznak fel. Kilenc 4 tranzisztort szereltek rá a 2 kerámia távtartókon keresztül.

Ábra. 17. Radiátorok kialakítása:

Tanulmányok kimutatták, hogy a csillám és még inkább a modern rugalmas tömítések nem rendelkeznek megfelelő hővezető képességgel. A tömítések szigetelésének legjobb anyaga a BeO alapú kerámia. A műanyag tranzisztorok esetében azonban ilyen távtartókat szinte soha nem találnak. Elég jó eredményeket értünk el távtartók gyártásával hibrid mikrokapcsolatok szubsztrátjaiból. Ezek rózsaszínű kerámiák (sajnos az anyag nem pontosan ismert, valószínűleg valami Al 2 O 3 alapú). A különböző tömítések hővezető képességének összehasonlításához állványt állítottak össze, amelyben TO-220 csomagolásban két azonos tranzisztort rögzítettek a radiátorra: az egyiket közvetlenül, a másikat a vizsgált tömítésen keresztül. Mindkét tranzisztor alapárama azonos volt. A tömítésen lévő tranzisztor kb. 20 W teljesítményt bocsátott szét, a másik tranzisztor pedig nem oszlatta el az áramot (a kollektorra nem volt feszültség). Két tranzisztor FE cseppjeinek különbségét mértük, és ebből a különbségből kiszámítottuk az átmeneti hőmérsékletek közötti különbséget. Minden párnához hővezető pasztát használtak, amely nélkül az eredmények rosszabbak és instabilabbak voltak. Az összehasonlítási eredményeket a táblázat tartalmazza:

A kimeneti tranzisztorokat az 5 betétekkel nyomják le, a többi tranzisztort csavarokkal rögzítik. Ez nem túl kényelmes, mivel kerámia tömítések fúrására van szükség, amelyet csak gyémántfúrók segítségével, és akkor is nagy nehezen lehet elvégezni.

A tranzisztorok mellé a 9. hőmérő van felszerelve. A tapasztalatok azt mutatják, hogy a DS1820 hőmérőket a testükre erősítve nem gyakorolhat nagy nyomást, különben az eredmények torzulnak, és nagyon jelentősen (jobb, ha a hőmérőket magas hőhatású ragasztóval ragasztja be) vezetőképesség).

A 6. tábla a hűtőbordán található tranzisztorok alatt van rögzítve, ennek a lemeznek a hátoldalán nincsenek vezetők, így közvetlenül a hűtőborda felületére szerelhető. Az összes tranzisztor csapszegei a tábla felső oldalán lévő párnákhoz vannak forrasztva. A tábla és az alaplap összeköttetései rövid vezetékekkel vannak kialakítva, amelyek 7 üreges szegecsekhez vannak forrasztva. Annak megakadályozása érdekében, hogy a szegecsek bezáródjanak a radiátorhoz, egy 8 mélyedést készítenek benne.

Alapvető toroid transzformátorok(7. ábra a 18. ábrán) rugalmas párnákon keresztül vannak egymásra szerelve. A transzformátorok más berendezések (pl. Kazettás fedélzet) által okozott interferencia csökkentése érdekében ajánlatos a transzformátorokat legalább 1,5 mm vastag, lágyított acélból készült árnyékolóba helyezni. A képernyő acélhenger és két fedél, hajtűvel meghúzva. A rövidzárlatos hurok megjelenésének elkerülése érdekében a felső burkolatnak dielektromos perselye van. Ha azonban a PA-t magas átlagos teljesítményen kívánja működtetni, akkor szellőzőnyílásokat kell biztosítani a képernyőn, vagy teljesen el kell hagyni a képernyőt. Úgy tűnik, hogy a transzformátorok szivárgási tereinek kölcsönös kompenzálásához elegendő az antifázisú primer tekercsek egyszerű bekapcsolása. De a gyakorlatban ez az intézkedés nagyon hatástalan. A toroid transzformátor kóbortereje látszólagos axiális szimmetriájával nagyon összetett téreloszlású. Ezért az egyik primer tekercs polaritásának megfordulása a kóbor mező gyengüléséhez vezet a tér egyik pontján, a másiknál viszont erősítéshez. Ezenkívül a kóbor mező konfigurációja nagymértékben függ a transzformátor terhelésétől.

Ábra. 18. Az erősítő fő elemei:

1 - radiátorok	12 - tábla rögzítő hurok
2 - fő erősítő táblák	13 - deszka rögzítő állvány
3 - platform a radiátoron tranzisztorok telepítéséhez	14 - vezérlő kábel csatlakozó (a processzor kártyáról)
4 - csapágylemez	15 - vezeték az add kimenetétől. egyenirányító
5 - az előlap csapágylemeze	16 - készenléti transzformátor a képernyőn
6 - dobozos elülső panel	17 - a készenléti tápegység táblája
7 - fő transzformátorok a képernyőn	18 - feszültségstabilizátorok hűtőbordája
8 - egyenirányító diódák radiátora	19 - a relé egység vezérlő vezetékei
9 - áramellátás a táblákhoz	20 - hátlap
10 - a radiátorok rögzítése a csuklópántokra	21 - kimeneti sorkapcsok
11 - radiátor rögzítő konzol	22 - bemeneti csatlakozók

Az UM transzformátor nagyon szigorú követelményeket támaszt. Ez annak köszönhető, hogy nagyon nagy szűrőkondenzátorokkal ellátott egyenirányítóra van terhelve. Ez ahhoz a tényhez vezet, hogy másodlagos tekercselés transzformátor, az áram impulzus jellegű, és az impulzusban lévő áram értéke sokszorosa az átlagos fogyasztott áramnak. A transzformátor veszteségeinek alacsony szinten tartása érdekében a tekercseknek nagyon alacsonynak kell lenniük aktív ellenállás... Más szavakkal, a transzformátort lényegesen nagyobb teljesítményre kell megtervezni, mint a belőle elfogyasztott átlag. A leírt erősítőben két toroid transzformátort használnak, amelyek mindegyike E-380 acélszalagból készült 110x60x40 mm magra van tekerve. Az elsődleges tekercsek 2x440-et tartalmaznak

UMZCH VV mikrokontroller vezérlő rendszerrel
Ma nézettség: 32347, összesen: 32347