Descarga un preamplificador para lm833 con controles de agudos y graves, balance y volumen. Controles de tono en amplificadores de válvulas Ajuste del tono de los graves y agudos

Como se sabe, el voltaje de salida nominal de las fuentes de señal de frecuencia de audio modernas (3 canales) no supera los 0,5 V, mientras que el voltaje de entrada nominal de la mayoría de los amplificadores de potencia de 3 canales (UMZCH) suele ser de 0,7...1 V. Para aumentar el voltaje de la señal a un nivel que garantice el funcionamiento normal del UMZCH, así como para hacer coincidir las impedancias de salida de las fuentes de señal con su impedancia de entrada, se utilizan preamplificadores de 3CH. Como regla general, es en esta parte de la ruta de reproducción del sonido donde se ajustan el volumen, el timbre y el equilibrio estéreo.
Los principales requisitos para los preamplificadores son una baja distorsión de la señal no lineal (distorsión armónica, no más de unas pocas centésimas de porcentaje) y un nivel relativo bajo de ruido e interferencia (no superior a -66...-70 dB), así como suficiente capacidad de sobrecarga.
Todos estos requisitos los cumple en gran medida el preamplificador del moscovita V. Orlov (tomó como base el circuito amplificador AU-X1 de la empresa japonesa "Sansui"). Los voltajes nominales de entrada y salida del amplificador son 0,25 y 1 V, respectivamente, el coeficiente armónico en el rango de frecuencia de 20 Hz a la tensión nominal de salida no excede el 0,05% y la relación señal-ruido es 66 dB. Amplificador de impedancia de entrada, límites de control de tono (en frecuencias de 100 y 10000 Hz) de -10 a +6 dB El dispositivo está diseñado para funcionar con UMZCH cuya impedancia de entrada es de al menos 5 kOhm.
Amplificador (en la Fig.1)

muestra un diagrama esquemático de uno de sus canales) consta de un seguidor de fuente en el transistor VT1, un llamado puente de control de tono pasivo (elementos R6-R11.1, C2-C8) y un amplificador de voltaje de señal simétrico de tres etapas. El control de volumen (resistencia variable R1.1) está incluido en la entrada del amplificador, lo que reduce la probabilidad de sobrecarga. El timbre en la región de frecuencias más bajas del rango de audio está regulado por una resistencia variable R7.1, en la región de frecuencias más altas por una resistencia variable R11.1 (las resistencias R7.2 y R11.2 se utilizan en otros
canal del amplificador). El coeficiente de transferencia de un amplificador simétrico está determinado por la relación de las resistencias de las resistencias R18, R17 y, con los valores indicados en el diagrama, es de aproximadamente 16. El modo de funcionamiento de los transistores de la etapa final (VT6, VT7 ) está determinada por la caída de voltaje creada por las corrientes del colector de los transistores VT4, VT5 en los diodos VD1 conectados en dirección directa - VD3. La resistencia recortadora R15 sirve para equilibrar el amplificador. El amplificador puede alimentarse desde la fuente que alimenta el UMZCH o desde cualquier rectificador no estabilizado con tensiones de salida de +18...22 y -18...22 V.
En la figura 2 se muestra una posible versión de la placa de circuito impreso para un canal del dispositivo. 2. Está hecho de laminado de fibra de vidrio con un espesor de 1,5 mm y está diseñado para la instalación de resistencias MLT y SP4-1 (R15), condensadores MBM (C1, C4, C8, C11), BM-2 (SZ, C5-C7) y K50 -6, K50-16 (descanso). Los condensadores MBM y BM-2 se montan verticalmente en la placa (uno de sus terminales se extiende a la longitud requerida localmente utilizando alambre estañado con un diámetro de 0,5... 0,6 mm). Resistencia variable doble R1 de cualquier tipo del grupo B, resistencias R7 y R11 - grupo B. Los transistores KP303D se pueden reemplazar con KP303G, KP303E, el transistor KP103M con KP103L, los transistores KT315V y KT361V, transistores de estas series con índice G. Efecto de campo Los transistores deben seleccionarse de acuerdo con la corriente de drenaje inicial, que con una tensión Uс=8 V no debe superar los 5,5...6,5 mA. Los diodos D104 son completamente intercambiables con diodos de las series D220, D223, etc.
El ajuste se reduce a configurar la resistencia trimmer R15 a voltaje cero en la salida y seleccionar la resistencia R18 hasta obtener una tensión de salida igual a 1 V a una tensión de entrada de 250 mV con una frecuencia de 1000 Hz (los controles deslizantes de las resistencias R7 , R11 está en la posición media y la resistencia R1 está en la posición superior del circuito).
Un inconveniente importante del dispositivo descrito y de muchos otros similares que utilizan transistores es el número relativamente grande de elementos y, como consecuencia de ello, las dimensiones bastante grandes de la placa de circuito. Los preamplificadores basados en amplificadores operacionales (op-amps) son mucho más compactos. Un ejemplo es un dispositivo desarrollado por el moscovita Yu. Solntsev basado en el amplificador operacional de uso general K574UD1A (Fig. 3).

Sus estudios demostraron que el coeficiente de distorsión armónica de este amplificador operacional depende en gran medida de la carga:
bastante aceptable cuando su resistencia es superior a 100 kOhm, aumenta al 0,1% cuando la resistencia de carga disminuye a 10 kOhm. Para obtener distorsiones no lineales suficientemente pequeñas, el autor añadió al amplificador operacional especificado un llamado amplificador paralelo, caracterizado por la práctica ausencia de distorsión "escalonada" incluso sin retroalimentación negativa (NFB). Con OOS, el coeficiente armónico no supera el 0,03% en todo el rango de frecuencia de audio con una resistencia de carga superior a 500 ohmios.
Los parámetros restantes del preamplificador son los siguientes: tensión nominal de entrada y salida de 250 mV, relación señal-ruido de al menos 80 dB, capacidad de sobrecarga de 15 dB.
Como puede verse en el diagrama, el dispositivo consta de un amplificador lineal con una respuesta de frecuencia horizontal que utiliza un amplificador operacional DA1 y transistores VT1 - VT4 (amplificador "paralelo") y un control de tono de puente pasivo (elementos R12 - R14, R17 - R19, C6 - C9). Si es necesario, este regulador se puede excluir del camino mediante el relé K1 (la señal en este caso se elimina del divisor de voltaje R10R11). El coeficiente de transmisión del amplificador está determinado por la relación entre la resistencia de la resistencia R3 y la resistencia total de las resistencias R2, R4. El regulador de puente no tiene características especiales. A frecuencias más bajas, el timbre se ajusta con una resistencia variable R18.1, a frecuencias más altas con una resistencia R13.1. Las resistencias R12, R14 evitan subidas y bajadas monótonas de la respuesta de frecuencia fuera del rango de frecuencia nominal del amplificador. Para el funcionamiento normal del control de tono, la resistencia de carga debe ser de al menos 50 kOhm.
Cuando se trabaja con una fuente de señal cuyo voltaje de salida contiene un componente constante, es necesario encender un condensador separador en la entrada del amplificador (que se muestra en el diagrama con líneas discontinuas).
Todas las partes del amplificador, a excepción de los elementos de control de tono, están montadas en una placa de circuito impreso hecha de lámina de fibra de vidrio. La placa está diseñada para montar resistencias MLT, SP4-1 (R4), condensadores K53-1a, K53-18 (C1, C4), KM-6b (C2, C3, C5, C6) y MBM (otros). Resistencias variables dobles R13 y R18: cualquier tipo del grupo B. Los elementos de control de tono se montan directamente en sus terminales y se conectan a la placa con cables blindados.
En lugar de los indicados en el diagrama, en el amplificador se pueden utilizar los transistores KT3107I, KT313B, KT361K (VT1, VT4) y KT312V, KT315V (VT2, VT3). Relé K1 - marca RES60 (pasaporte RS4.569.436) o cualquier otro con dimensiones adecuadas y corriente y voltaje de funcionamiento. Diodo VD1: cualquiera con un voltaje inverso permitido de al menos 50 V. Para la conexión a la ruta de amplificación, se utiliza un conector desmontable MPH14-1 (su enchufe está instalado en la placa).
Para alimentar el amplificador, se requiere una fuente de alimentación bipolar, capaz de entregar una corriente de aproximadamente 30 mA a la carga con un voltaje de ondulación de no más de 10 mV (de lo contrario, si la instalación no tuvo éxito, puede aparecer un fondo notable).
Ajustar el amplificador se reduce a establecer la relación de transmisión requerida con y sin un control de tono conectado. En el primer caso, el resultado deseado se logra cambiando la resistencia de la resistencia de sintonización R4 (y, si es necesario, seleccionando la resistencia R2), en el segundo, seleccionando la resistencia R11.
El amplificador está diseñado para funcionar con UMZCH, como se describe en el artículo de Yu. Solntsev "Amplificador de potencia de alta calidad" (Radio, 1984, No. 5, págs. 29-34). El control de volumen (resistencia variable doble del grupo B con una resistencia de 100 kOhm) se activa en este caso entre su entrada y la salida del preamplificador. La misma resistencia, pero del grupo A, se usa como regulador de equilibrio estéreo (uno de sus terminales externos y la salida del motor en cada canal está conectado al control deslizante de control de volumen, y el otro terminal externo está conectado a la entrada UMZCH).
En los últimos años, la industria ha dominado la producción de circuitos integrados (CI KM551UD, KM551UD2), especialmente diseñados para funcionar en las etapas de entrada de las rutas de audiofrecuencia de equipos de radio domésticos (preamplificadores-correctores de reproductores eléctricos, amplificadores para grabación y reproducción de grabadoras, amplificadores de micrófono, etc. dispositivos). Se distinguen por un nivel reducido de ruido propio, baja distorsión armónica y buena capacidad de sobrecarga.
En la Fig. 5

Se muestra el diagrama de circuito de un preamplificador basado en el IC KM551UD2 (propuesto por el moscovita A. Shadrov). Este IC es un amplificador operacional dual con un voltaje de alimentación de ±5 a ±16,5 V. Un IC con índice A se diferencia de un dispositivo con índice B en la mitad del voltaje de entrada en modo común (4 V) y el voltaje de ruido normalizado referido. a la entrada (no más de 1 μV con una resistencia de la fuente de señal de 600 ohmios;
para KM551UD2B no está estandarizado).
Los voltajes nominales de entrada y salida de este amplificador son los mismos que los del dispositivo según el circuito de la Fig. 1, distorsión armónica en el rango de frecuencia 20 Hz no más del 0,02%, relación señal/ruido (no ponderado) 90 dB, rango de control de volumen y timbre (en frecuencias 60 y 16000 Hz) respectivamente 60 y ±10 dB, atenuación de transición entre canales en el rango de frecuencia 100..Hz no menos de 50 dB. Las resistencias de entrada y salida del amplificador son 220 y 3 kOhm, respectivamente.
El control de tono del puente se incluye en este caso en el circuito OOS, cubriendo el amplificador operacional DA1.1 (en adelante, los números de pines del segundo amplificador operacional del microcircuito se indican entre paréntesis). En la entrada hay un control de volumen con compensación fina en una resistencia variable R2.1 con un grifo de un elemento conductor. La compensación de volumen (aumentar los componentes de baja frecuencia a niveles de volumen bajos) se puede desactivar usando el interruptor SA1.1. El funcionamiento estable del IC KM551UD2 (su respuesta de frecuencia tiene tres curvas) está garantizado por el condensador C7 y el circuito R5C5, cuyos valores se seleccionan para el coeficiente de transferencia Ki = 10 (la tasa de aumento del voltaje de salida con dicha amplificación alcanza 3...4 V/μs). Los condensadores C12, C13 evitan que el amplificador se interconecte con otros dispositivos en el camino cuando se alimenta desde una fuente común. La resistencia variable R12.1 (en otro canal R12.2) regula el equilibrio estéreo.
Todas las partes del amplificador, excepto las resistencias variables R2, R7, R11 y el interruptor SA1, están montadas en una placa de circuito impreso hecha de lámina de fibra de vidrio. Está diseñado para la instalación de resistencias MLT, condensadores MBM (C1, C10), BM-2 (SZ-S5, C11), KM (C6, C7, C12, C13) y K50-6, K50-16 (otros) . Los condensadores MBM y BM-2 se montan verticalmente. Para regular el volumen y el equilibrio estéreo son adecuadas todas las resistencias variables duales del grupo A, para regular el tono son adecuadas las resistencias del grupo B. El amplificador no requiere ajuste.
La respuesta de frecuencia de los controles de tono del puente, como se sabe, tiene frecuencias de inflexión fijas, por lo que, en esencia, solo se ajusta suavemente la pendiente de las secciones de respuesta de frecuencia a la izquierda y derecha de estas frecuencias, y su valor máximo no excede 5 ...6 dB por octava. Para obtener los límites requeridos de control de tono en frecuencias más altas y más bajas del rango de audio, las frecuencias de inflexión deben seleccionarse en la región de frecuencia media. Un regulador de este tipo es ineficaz si es necesario suprimir interferencias de baja o alta frecuencia en el espectro de la señal. Por ejemplo, con una frecuencia angular de 2 kHz, el control de tono puede reducir el nivel de interferencia a una frecuencia de 16 kHz en 15 dB, atenuando al mismo tiempo los componentes del espectro de 8 y 4 kHz en 10 y 5 dB. respectivamente. Está claro que en tal caso esta no es una salida, por lo tanto, para suprimir la interferencia en los bordes del espectro, se utilizan filtros de paso bajo (LPF) y de paso alto (HPF) conmutables con una gran pendiente de respuesta de frecuencia fuera del La banda de transparencia se utiliza a veces para suprimir la interferencia. Sin embargo, incluso en este caso, no siempre se consigue el resultado deseado, ya que estos filtros suelen tener frecuencias de corte fijas. Es un asunto diferente si los filtros se hacen sintonizables en frecuencia. Luego, cambiando suavemente los límites del rango de frecuencia transmitido en la dirección deseada, será posible "eliminar" la interferencia más allá de sus límites sin afectar la forma de la respuesta de frecuencia dentro del rango. Por cierto, es aconsejable que dichos filtros no sean conmutables: ayudarán a combatir las interferencias de baja frecuencia del mecanismo de un reproductor eléctrico insuficientemente avanzado.

PREAMPLIFICADOR ESTÉREO

E. Deviatov
Recientemente, los radioaficionados han prestado cada vez más atención a los amplificadores de potencia de audio de alta calidad. Sin embargo, la calidad de la ruta de reproducción del sonido está muy influenciada por el preamplificador, que debe tener una baja distorsión armónica, un bajo nivel de ruido propio, una alta capacidad de sobrecarga y una buena adaptación con varias fuentes de señales de frecuencia de audio. El preamplificador estéreo propuesto cumple en gran medida estos requisitos. Está diseñado para funcionar junto con cualquier amplificador de potencia con una sensibilidad de 0,5...1 V y una impedancia de entrada de al menos 1 kOhm. Una característica especial del amplificador es la ausencia de clics al encender y apagar todos los botones de control.

La señal de entrada va a la resistencia variable R1, que es un regulador de equilibrio, y desde su control deslizante a la puerta del transistor de efecto de campo VT1, que está conectado por el seguidor de fuente. El seguidor de fuente garantiza la alta impedancia de entrada del amplificador y el funcionamiento normal del control de volumen con compensación fina. Desde la fuente del transistor VT1, la señal va a la resistencia variable R6, que sirve como control de volumen, y su control deslizante va a la entrada de un amplificador de voltaje fabricado con transistores VT2 y VT3 de diferentes estructuras. La ganancia de esta etapa es de 22 dB.
Desde el colector del transistor VT3, la señal se suministra a los controles de tono y luego a otro amplificador de voltaje en los transistores VT4 y VT5, que compensa el debilitamiento de la señal en la unidad de control de tono de sonido. El timbre del sonido en frecuencias más bajas está regulado por la resistencia variable R22, en frecuencias más altas, por la resistencia R27.
El botón SB1 activa la compensación de volumen realizada en la resistencia R6 sin necesidad de pulsar. Utilice el botón SB2 para cambiar el canal del amplificador al modo “Mono”. El botón SB3 activa el filtro de paso bajo con una frecuencia de corte de 10 kHz y el botón SB5 activa el filtro de paso bajo con una frecuencia de corte de 60 Hz. La pendiente de la respuesta de frecuencia de los filtros es de 6 dB/octava. El botón SB4 apaga los controles de tono para obtener una respuesta de frecuencia lineal. Ambos canales del preamplificador se alimentan de una fuente estabilizada de 20 V CC y el consumo máximo de corriente es de 50 mA.
Construcción y detalles. El amplificador se ensambla sobre una placa de circuito impreso de 135x50 mm (Fig. 2) hecha de laminado de fibra de vidrio de una cara con un espesor de 1,5 mm. Todas las resistencias fijas son MLT-0.25, las resistencias variables son SPZ-ZOg duales. Las resistencias R6, R22 y R27 deben ser del grupo B, y R1, del grupo A. Resistencia recortadora R34-SP-5. Condensadores - K50-6 y KM. Pulsadores P2K.
El transistor KP303G se puede sustituir por cualquiera de la misma serie. En lugar de KT3102D, puede utilizar transistores de la misma serie con índices de letras A, B, V, KT315 (B, D) o KT342 (A, B), en lugar de transistores KT3107D-KD3107 (B, D, E, F) , KT361 (B, D) o KT502(B, G).

La configuración de un amplificador comienza comprobando que no existen errores en la instalación. Luego encienda la alimentación y seleccione la resistencia R3 para establecer el voltaje en la fuente del transistor VT1 en 8...9 V. A continuación, se suministra una señal con una frecuencia de 1000 Hz y un voltaje de 250 mV a la entrada desde el generador, y un osciloscopio y un voltímetro de alta resistencia están conectados a la salida. Los controles deslizantes de control de volumen y tono están colocados en la posición superior según el diagrama, y el control de equilibrio en la posición media. Usando la resistencia recortadora R34, el voltaje en la salida del amplificador se establece en 1 V y el voltaje del generador aumenta hasta que se produce un recorte de señal bidireccional. La limitación simétrica de la señal en la salida del amplificador se logra seleccionando la resistencia R12. Si es necesario, se puede seleccionar con mayor precisión la resistencia R29.
El coeficiente de distorsión armónica, indicado en las principales características técnicas del preamplificador descrito, se midió mediante un medidor de distorsión no lineal automático S6-7 y se utilizó el generador GZ-112-1 como fuente de señal de entrada.

El creciente interés por la reproducción de sonido de alta calidad en los últimos años ha llevado a la aparición impresa de una serie de artículos dedicados al diseño de diversos amplificadores monofónicos y estereofónicos de baja frecuencia. Junto con muchas cualidades positivas de estos dispositivos, la mayoría de ellos tienen un inconveniente común: una pequeña profundidad (alrededor de 12 dB) de control del timbre de las frecuencias de sonido más altas y especialmente más bajas. La unidad de control de tono para estos amplificadores generalmente se realiza mediante un circuito de puente RC y está conectada entre los bloques preliminar y final del amplificador. Con este diseño del circuito, el preamplificador requiere una gran ganancia y una gran amplitud de la señal de salida, lo que en última instancia conduce a un aumento de las distorsiones no lineales y un deterioro de una serie de otros parámetros del amplificador.

A veces, el control de tono se lleva a cabo en el circuito de retroalimentación negativa local en paralelo o en serie de un amplificador de una sola etapa. Sin embargo, en tal cascada, con el máximo aumento de ganancia, prácticamente no hay retroalimentación negativa, lo que tampoco contribuye a obtener un rendimiento de alta calidad del amplificador.

El artículo publicado a continuación llama la atención de los lectores sobre una descripción de un amplificador de diez vatios, que consta de una corrección preliminar y bloques amplificadores finales. En él, el aumento de las frecuencias de audio superiores e inferiores es de 20 y 24 dB, respectivamente, y se realiza en el circuito de retroalimentación general del preamplificador. Al mismo tiempo, la profundidad de la retroalimentación negativa general permanece casi sin cambios en todo el rango de control de tono y asciende a 26 dB.

La reducción de ganancia en las frecuencias extremas del rango operativo se logra mediante filtros RL y RC conectados entre los bloques de amplificación. En este caso, hay una ligera disminución (de 6 a 8 dB) en la profundidad de la retroalimentación general en los bordes del rango de frecuencia operativa solo con la máxima atenuación de ganancia.

Para ajustar el tono en frecuencias de sonido más bajas y más altas, se utilizan resistencias SP-1-A o SP-11-A ampliamente disponibles con modificaciones menores, que los radioaficionados pueden realizar fácilmente. Gracias a esta modificación y al uso de la propiedad elástica del contacto deslizante, también es posible ajustar con precisión las resistencias variables a la posición media, correspondiente a la respuesta de frecuencia plana del coeficiente de transmisión del amplificador.

El control de tono profundo utilizado en el amplificador ofrecido a nuestros lectores tiene ventajas significativas sobre todos los demás tipos de ajustes conocidos. Proporciona una distorsión no lineal mínima, bajo ruido, alta estabilidad, impedancia de salida constante y no requiere el uso de medidas especiales para garantizar la estabilidad del amplificador.

Las características de frecuencia de los controles de tono se muestran en la Fig. 1. Las líneas continuas muestran las características obtenidas en la región de frecuencias más bajas cuando el control deslizante de control de tono para frecuencias de audio más altas está en la posición media, y en la región de frecuencias más altas cuando el control deslizante de control de tono para frecuencias de audio más bajas está instalado en la posición media. posición media. La línea de puntos muestra las características de frecuencia obtenidas al configurar los controles deslizantes de control de tono en posiciones extremas (para aumentar o disminuir la ganancia). De la Fig. 1 muestra que el aumento de ganancia a una frecuencia de 100 Hz es de 16 dB y a una frecuencia de 20 Hz - 24 dB.

Arroz. 1. Características de frecuencia de los controles de tono.

El aumento de ganancia a 10 kHz es de 16 dB y a 20 kHz es de 20 dB. La potencia de salida máxima sin distorsión del amplificador es de 10 W con un voltaje de entrada de 250 mV. El rango de frecuencia de funcionamiento del amplificador es de 20 a 20.000 Hz con una respuesta de frecuencia desigual inferior a ±0,3 dB. Las distorsiones no lineales en el rango de frecuencia de 100 a 8000 Hz no superan el 1,2%. Impedancia de entrada 100-150 kOhm dependiendo de la posición del control deslizante de ganancia. Impedancia de salida 0,1 ohmios. El nivel de ruido es de unos - 80 dB.

El diagrama esquemático del amplificador se muestra en la Fig. 2. El preamplificador se ensambla sobre transistores de alta frecuencia T1-T3, lo que garantiza valores constantes de la resistencia de entrada y la profundidad de la retroalimentación general en todo el rango de frecuencias de operación.

Arroz. 2. Diagrama esquemático del amplificador.

Cuando se utilizan transistores de aleación, por ejemplo P28, en combinación con transistores MP41A, la constancia de estos parámetros no está garantizada debido a una disminución en la ganancia de corriente a frecuencias superiores a 7-10 kHz.

Los tres transistores del preamplificador están conectados en un diseño de acoplamiento directo y están cubiertos por una profunda retroalimentación de CC local y común. La retroalimentación creada por las resistencias R2 y R3 estabiliza los modos de funcionamiento de los transistores T1-T3 en términos de corriente, y la retroalimentación creada por la resistencia R9, conectada entre el colector del transistor T3 y el emisor del transistor T2, estabiliza el potencial del colector del transistor. T3 a corriente constante. Estas conexiones de retroalimentación permiten utilizar transistores con una ganancia de corriente de 20 a 200 en el preamplificador, lo que garantiza una alta estabilidad de sus modos de funcionamiento cuando la temperatura ambiente cambia de -20 °C a +50 °C. El circuito de retroalimentación de CC creado por la resistencia R9 también se utiliza en el circuito de retroalimentación de CA. El hecho es que parte de la corriente de salida fluye a través de la resistencia R9, bajo cuya influencia se forma un voltaje alterno de retroalimentación negativa general en la resistencia R6, conectada al circuito emisor del transistor T2. La retroalimentación general utilizada aquí tiene una propiedad muy útil: utilizando la resistencia R6 incluida en el circuito, es posible ajustar la ganancia de voltaje del amplificador en un amplio rango, dejando la profundidad de la retroalimentación general prácticamente sin cambios. Es esta propiedad la que se utiliza para aumentar la ganancia en frecuencias más altas y más bajas del rango operativo.

La constancia de la profundidad de la retroalimentación negativa general cuando cambia la ganancia del amplificador de retroalimentación se puede explicar de la siguiente manera.

La resistencia R6 en el circuito emisor del transistor T2 es un elemento de retroalimentación negativa local. Al mismo tiempo, se incluye en el circuito general de retroalimentación negativa, ya que parte de la corriente de salida fluye a través de él a lo largo del circuito R9-R6. Cuando la resistencia en el circuito emisor del transistor T2 disminuye, debido a la derivación de la resistencia R6 con el circuito R7-1L1C5 o R8-]C6, el coeficiente de transmisión del circuito de retroalimentación general disminuye. Al mismo tiempo, la ganancia de la cascada en el transistor T2 aumenta proporcionalmente debido a una disminución en la profundidad de la retroalimentación en serie local.

Se sabe que con una retroalimentación negativa suficientemente grande, su profundidad es igual al producto del coeficiente de transmisión del circuito de retroalimentación general por la ganancia del amplificador sin retroalimentación general. Dado que a medida que disminuye la resistencia en el circuito emisor del transistor T2, estos coeficientes cambian en proporción inversa, su producto y, por lo tanto, la profundidad de la retroalimentación negativa general permanecerá sin cambios, y la ganancia del amplificador de retroalimentación aumentará debido a los cambios en la profundidad de la retroalimentación local. A medida que aumenta la resistencia en el circuito emisor T2, los coeficientes anteriores también cambiarán inversamente, como resultado de lo cual la profundidad de la retroalimentación general nuevamente permanecerá sin cambios.

Una prueba experimental del amplificador demostró que ajustando la resistencia en el circuito emisor del transistor T2, es posible cambiar la ganancia del amplificador en un factor de 20 o más. En este caso, la profundidad de la retroalimentación general cambia sólo entre un 20 y un 30%.

Se logra un aumento de la ganancia a frecuencias más altas utilizando el condensador C6 conectado en paralelo con la resistencia R6 a través de una resistencia variable R8-1. A medida que aumenta la frecuencia, la capacitancia del condensador C6 disminuye y, con la resistencia R8-1 completamente desconectada, desvía la resistencia R6 en una medida cada vez mayor. Esto logra un aumento de ganancia de 6 dB por octava en el rango de frecuencia de 1,3 a 16 kHz. Al mover el control deslizante de la resistencia variable R8 desde la sección R8-2, la ganancia a frecuencias más altas disminuye. Cuando R8-2 = 0, el condensador C6 junto con la resistencia R14 forman un filtro de paso bajo RC conectado a la salida del preamplificador. A medida que aumenta la resistencia de la resistencia R8-2-1 a la sección R8-2, aumenta la ganancia a frecuencias más altas.

El aumento y la disminución de la ganancia en la región de baja frecuencia se logra utilizando un circuito resonante en serie L1C5 con un factor de calidad de Q ≈ 1, sintonizado a una frecuencia de 20 a 30 Hz. La ganancia aumenta si el control deslizante de la resistencia variable está ubicado en la sección R7-1 de la resistencia R7, y la disminución está asegurada en la sección R7-2 de la misma resistencia. Con R7-2-0, la resistencia R14 y la bobina L1 forman un filtro de paso alto.

Cabe señalar que con este método de ajustar la ganancia en frecuencias de audio más altas y más bajas, la impedancia de salida del preamplificador prácticamente no cambia en todo el rango operativo y no depende de la magnitud del aumento de ganancia en los bordes de el rango, que es importante para hacer coincidir el preamplificador de baja frecuencia con el amplificador final, sin embargo, dado que el valor de la resistencia de entrada del transistor T2 disminuye en frecuencias más bajas y más altas en proporción a la magnitud del aumento en la ganancia; para Para mantener su constancia en todo el rango de frecuencia de funcionamiento, la base del transistor debía conectarse a la salida del seguidor de emisor ensamblado en el transistor T1. Los transistores T1 y T2 están conectados según el circuito de un transistor compuesto. La resistencia de entrada del seguidor del emisor es de aproximadamente 300-500 kOhm.

El amplificador final contiene cuatro etapas de amplificación. La primera y segunda etapas (transistores T4 y T5, respectivamente) operan en modo de amplificación de voltaje, y la tercera y cuarta etapas (transistores T6-T9) operan en modo de amplificación de corriente.

El circuito del bloque final del amplificador de baja frecuencia tiene algunas diferencias con respecto al circuito estándar de un amplificador de baja frecuencia sin transformador. Debido a la introducción de una retroalimentación negativa general más profunda en la corriente alterna, fue necesario introducir en el amplificador los condensadores SP, C14 y C15, con la ayuda de los cuales se garantiza su funcionamiento estable fuera de la parte de alta frecuencia del rango operativo.

Para obtener la mayor eficiencia posible. amplificador a un voltaje de fuente de alimentación en el circuito emisor del transistor T5 no hay resistencia de retroalimentación en serie local.

Para estabilizar la corriente de reposo de los transistores T6 - T8, se incluyen dos diodos conectados en serie en el circuito colector del transistor T5: silicio y germanio. En el diagrama se muestran como un diodo D1. Es necesario que estos diodos tengan contacto térmico con los radiadores del transistor T8 o T9. Las funciones de un diodo de silicio las realiza la transición colector-base del transistor KT315A (también puede utilizar otros transistores de silicio, por ejemplo MP116, MP113). Como diodo de germanio se utiliza un diodo DZPA; también se puede sustituir por cualquier transistor de aleación. Si es necesario ajustar con mayor precisión la corriente de reposo de los transistores T6-T9, el diodo de germanio se puede derivar con una resistencia con una resistencia de varias centésimas. La etapa final del amplificador utiliza transistores de silicio KT801B de potencia relativamente baja, que facilitan significativamente el funcionamiento de los transistores finales T6 y T7, ya que tienen una ganancia de corriente bastante grande V st = 10-30 a una corriente de reposo de 20-50. mamá. No es recomendable utilizar transistores KT805 o similares, ya que a una corriente de hasta 100 mA tienen Vst = 2-3, lo que requiere una importante corriente de colector de 20-40 mA de los transistores pre-terminales, y esto es justificado solo en amplificadores con una potencia superior a 25-30 W.

Con una tensión de alimentación de 27 V, la resistencia de la bobina móvil del altavoz debe ser de 6 ohmios. Al disminuir o aumentar esta resistencia para obtener una potencia de salida de 10 W, el voltaje de la fuente de alimentación debe cambiarse en consecuencia. Sin embargo, no es recomendable aumentarlo por encima de 30-33 V, ya que los elementos utilizados en el amplificador no están diseñados para ello. El amplificador funciona bien a un voltaje reducido de 16-20 V, entregando 4-7 W a la carga.

La fuente de alimentación consta de un transformador reductor Tpl, un rectificador mediante diodos D4-D7 y un estabilizador de tensión montado sobre transistores T10-T13 pero con un circuito de compensación con protección contra cortocircuitos en la carga.

Arroz. 3. Diseño de la resistencia convertida: 1 - la parte restante de la capa conductora; 2 - áreas a las que se les ha quitado la capa conductora; 3 - recorte en una herradura hecha de getinax, sobre la que se aplica una capa conductora; 4 y 6 - pétalos conectados a los extremos de la capa conductora; 5 - pétalo conectado al contacto deslizante

Detalles. El amplificador utiliza resistencias MLT-0.125 o ULM-0.125. Condensadores: MBM, BM-2 y K50-6. La bobina L1 se enrolla en un marco de una sola sección colocado en un núcleo OB-20 hecho de ferrita de 2000 NM con un espacio de 0,15-0,2. Su devanado contiene 1500 vueltas de cable PEV-1 0,1. Resistencia de la bobina CC 100-120 ohmios, inductancia 0,8-1,3 G.

Las resistencias variables R7-1, R7-2 y R8-1, R8-2 se fabrican de acuerdo con el esquema que se muestra en la Fig. 3, a partir de resistencias variables SP-1-A o SP-P-A con una resistencia de 2,4 a 3,3 kOhm. Al volver a trabajar, retire la pantalla protectora y el eje con el contacto deslizante de las resistencias. Los pétalos 4 y 6 (Fig. 3) están conectados a un óhmetro. Con un cuchillo afilado, retire los bordes de la capa conductora para que en la parte media se vuelva más estrecha y se expanda uniformemente hacia los extremos (la sección de la capa conductora a lo largo de la cual se mueve el contacto deslizante no se puede quitar). En este caso, la resistencia de la resistencia variable debería aumentar ligeramente. Luego, con una lija muy fina, comienzan a borrar la parte restante de la capa conductora del medio en ambas direcciones en un ángulo de hasta 100°-110° (200°-220° en total) para que la capa conductora en la parte media se borra más que en los bordes. Debe esforzarse para que durante el proceso de borrado el grosor de la capa restante disminuya uniformemente desde los extremos hasta el centro y que no se produzcan saltos bruscos en el cambio de resistencia cuando se mueve el contacto deslizante. En este caso, el aumento de ganancia en decibeles será aproximadamente proporcional al ángulo de rotación del motor de resistencia variable.

Al borrar la capa conductora, se debe controlar constantemente la aguja del óhmetro, que se desviará hacia resistencias más altas. Después de que el óhmetro muestre una resistencia de 8-9 kOhm, se debe detener el borrado adicional y se debe cortar una ranura transversal 3 (ver Fig. 3) de 3-4 mm de ancho y hasta 0 de profundidad en la parte media de la herradura getinax. sobre el que se aplica una capa conductora de 5-1 mm, cortando la capa conductora en dos partes aisladas eléctricamente. Luego se coloca el eje con el contacto deslizante y, girándolo, se asegura que el contacto deslizante quede fijo en la posición media cuando su resorte golpea la ranura cortada 3. Si esta fijación no es lo suficientemente clara, se debe quitar la ranura. profundizado. Luego coloque el contacto deslizante en la posición media y, conectando alternativamente el óhmetro a los contactos 5, 6 y 5, 4 (Fig. 3), verifique la resistencia entre ellos. Esta resistencia debe ser igual al infinito.

A continuación, conecte el óhmetro a los contactos 5, 6 de la resistencia variable y el contacto deslizante desde la posición media se desplaza al comienzo de la capa conductora conectada al contacto 6. En este caso, la aguja del óhmetro debe mostrar una resistencia de aproximadamente 3 kOhmios.

Esta sección de resistencia corresponde a la resistencia R7-1. Luego se conecta un óhmetro a los contactos 5, 4, se mueve el contacto deslizante desde la posición media hasta el comienzo de la capa conductora conectada al contacto 4, se mide la resistencia de esta zona y, borrando la capa conductora con papel de lija fino en De acuerdo con las recomendaciones anteriores, la resistencia de esta área aumenta a 10 kOhm. La sección de resistencia conectada al pin 4 corresponde a la resistencia R7-2. Las resistencias R8-1 y R8-2 se fabrican de forma similar.

El transformador de potencia Tr-1 se puede fabricar en cualquier núcleo con una sección transversal interna de al menos 6 cm2, por ejemplo, Ш20Х30. El devanado I contiene 1270 vueltas de cable PEV 0,27, el devanado II - 930 vueltas de cable PEV 0,2 n, el devanado III - 270 vueltas de cable PEV 0,8-0,9.

Configuración. La configuración del amplificador comienza con la verificación del rectificador. El voltaje de 27 V en la salida del estabilizador se establece mediante la resistencia variable R27. Luego se conecta un amperímetro con un límite de medición de 1,5-2 A a la salida del estabilizador y se utiliza el amperímetro para garantizar que no haya corriente cuando la salida del estabilizador está en cortocircuito.

Antes de encender el bloque de terminales del amplificador, se le conecta una carga equivalente y se cortocircuitan los diodos D1. La resistencia R20 establece el voltaje a 12,5-13 V en el colector del transistor T5. Luego se seleccionan los diodos D1 de modo que la corriente consumida por el amplificador (en ausencia de una señal en la entrada) aumente de 4-5 mA a 40-50 mA.

El modo de funcionamiento del transistor T4 lo establece la resistencia R15 (consulte la tabla de modos de funcionamiento de los transistores). A continuación, verifique la ausencia de autoexcitación del amplificador fuera de la parte de alta frecuencia del rango operativo y, si ocurre, aumente las capacitancias de los capacitores SI, C14 y C15 en un 20-50%. Con una potencia de salida de 10 W, la corriente consumida por el amplificador desde la fuente de alimentación debe ser de 0,6 A y el voltaje en la entrada del bloque de terminales debe ser de -1,5 a 1,8 V.

El bloque de entrada del amplificador de graves funciona inmediatamente después del encendido. Si la inductancia es alta, entonces la capacitancia del condensador C5 debe reducirse a 50 μF. Se debe conectar una resistencia con una resistencia de 100 ohmios en serie con la resistencia R8-1.

El amplificador descrito funciona bien en estéreo.

Los controles de tono se pueden emparejar mecánicamente o mediante controles escalonados mediante interruptores.

En este caso, con poca profundidad de elevación, se pueden obtener características de frecuencia con un máximo en frecuencias de 20-30 Hz y 15-20 kHz. En este caso, los circuitos de corrección deben conectarse a parte de la resistencia R6.

PREAMPLIFICADOR EN LM833
CON REGULADORES HF Y LF, EQUILIBRIO Y VOLUMEN.

A continuación se muestra el diagrama de circuito de un preamplificador implementado con un amplificador operacional LM833.

En el circuito de retroalimentación de la etapa de entrada se instalan dos trímeros (P1 y P101 con un valor nominal de 100 kOhm), con su ayuda se puede configurar la ganancia requerida para que los niveles de ambos canales sean iguales.

La energía se suministra desde una fuente bipolar con un voltaje de ±12 voltios. La fuente de alimentación se puede montar mediante estabilizadores integrados 78L12 y 79L12.

Fuente de PCB del preamplificador:

Disposición de los elementos en la placa de preamplificador del LM833:

Sobre la base de estos dibujos, se dibujó una placa de circuito impreso en el programa Sprint Layout. El formato LAY se muestra a continuación:

Vista fotográfica de la placa de circuito impreso en formato LAY:

El tablero está fabricado con fibra de vidrio de una cara, tamaño 60 x 140 mm.

Lista de elementos para montar un preamplificador en el LM833:

Condensadores:

470n – 4 uds. (C1,C9,101,109)
10p – 2 uds. (C2.102)
2M2 – 6 uds. (C3,7,8,103,107,108)
15n – 2 uds. (C4,104)
150n – 4 uds. (C5,6,105,106)
68n – 2 uds. (C10,110)
100mF/25V – 2 uds. (C11,12)
100n – 2 uds. (C13-16)

Papas fritas:

LM833 – 2 uds. (IC1,2)

Resistencias:

1k – 2 uds. (R1.101)
100k – 2 uds. (R2.102)
39k – 4 uds. (R3,4,103,104)
4k7 – 4 uds. (R5,11,105,111)
1k2 – 4 uds. (R6,7,106,107)
2k2 – 8 uds. (R8-10,12,13,108-110)
47k – 2 uds. (R14.114)
18k – 2 uds. (R15.115)
15k – 2 uds. (R16.116)
22k – 2 uds. (R17.117)
TRIM 100k – 2 uds. (P1.101)
SALDO - 25k/N
BAJO - 25k/N
AGUDOS - 25k/N
VOLUMEN - 50k/G
Conectores IN, OUT, UCC - ARK500/3 – 3 uds.

La apariencia del tablero ensamblado se muestra en la siguiente imagen:

Puede descargar el diagrama esquemático de un preamplificador basado en chips LM833 con controles de volumen, balance, altas y bajas frecuencias mediante un enlace directo desde nuestro sitio web. Tamaño del archivo: 0,48 Mb.

El control de volumen y tono está integrado en un chip especializado con control cuasi táctil KR174XA54. El control de volumen y tono estéreo está diseñado para su uso en equipos estacionarios y automotrices. Los modos de funcionamiento se realizan mediante cuatro LED.

Todas las funciones de control se implementan mediante los botones “+/-” y “SEL/NORM” a través de un controlador digital interno. El microcircuito proporciona control de funciones:

“Volumen” (“VOLUMEN”);
“Sonoridad” (“SONORIDAD”);
“timbre HF” (“AGUDOS”);
“Tono de bajo” (“BAJO”);
"Balance"

El botón “SEL” recorre los siguientes modos: VOLUMEN - GRAVES - AGUDOS - BALANCE.

Cuando se enciende, se establecen el nivel de volumen promedio (-30 dB) y la respuesta de frecuencia lineal. Unos segundos después de la última pulsación de cualquier botón, el volumen vuelve automáticamente al modo de control de volumen. La restauración del promedio (0 dB) al ajustar los graves, agudos y el tono de equilibrio se realiza presionando el botón "NORM". El mismo botón cambia los modos LOW/LOUDNESS (deshabilitar/habilitar la compensación de volumen).

El diagrama esquemático del bloque de tonos se muestra en la siguiente figura:

El control de volumen y tono está ensamblado en el chip KR174XA54 y los dispositivos están fabricados en el chip DA2.

Los LED HL1-HL4 proporcionan modos de funcionamiento:

Compensación de sonoridad (HL1);

Control de tono de baja frecuencia (HL2);

Control de tono de alta frecuencia (HL3);

Ajuste de equilibrio (HL4).

Características principales:

Rango de frecuencia reproducible, Hz................................................. ....... 20...20000

Tensión de alimentación, V................................................ ..... ........................... 9...16

Consumo de corriente, mA................................................ ..... .................................... 12

Rango de control de volumen, dB................................................ ....... .......... 70

Paso de control de volumen, dB................................................ ...... ................. 1.4

Rango de ajuste de tono (HF, LF) y balance, dB................................. ± 12

Paso de ajuste de timbre, balance, dB................................................. ........... .......... 1.5

Coeficiente de distorsión no lineal, % ................................................. ....... 0,05

Factor de separación de canales, dB................................................ ......... 60

Amplitud máxima de la señal de entrada, V................................................ ....... 2

El regulador se puede utilizar con un amplificador de potencia con una sensibilidad de 50...500 mV.

Todos los elementos del control de volumen y tono se colocan en una placa de circuito impreso hecha de fibra de vidrio de una cara con un espesor de 2 mm (ver figura):

II Masyagin. Secretos de las habilidades de los radioaficionados.

M. - SOLON-Prensa, 2005

Hoy es un día loco para mí, todo sale bien a la primera.

Ahora veamos el circuito de control de tono de graves y agudos. Como probablemente ya estés acostumbrado, escribiré esto no es nada difícil.

Aquí está el diagrama del regulador.

Piezas utilizadas:

Condensadores
C1,5 = 0,022 mf
C2.6 = 0,22 mf
C3.7 = 0.015mf
C4.8 = 0,15 mf

Resistencias
R1,2,5,6 = 47k
R4, 10 = 3,3k
R7,8,12,13 = 470
9,11 rands = 4,7 mil

El circuito quedó hermoso, el regulador funciona muy bien y no requiere fuente de alimentación. Por lo tanto, lo lograrás. Buena suerte

Descarga un preamplificador para lm833 con controles de agudos y graves, balance y volumen. Controles de tono en amplificadores de válvulas Ajuste del tono de los graves y agudos

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