Umzch Sukhova en componentes importados. UMPS con un sistema de control de microcontrolador. Conjunto completo de nodos de servicio.

Viktor Zhukovsky, región de Krasnoarmeysk Donetsk.

UML BB-2010 es un nuevo desarrollo de una línea ampliamente conocida de AMPS BB (alta lealtad) [1; 2; cinco]. Una serie de soluciones técnicas fueron influenciadas por el trabajo de AGEEV SI. .

El amplificador proporciona KR de aproximadamente 0,001% a una frecuencia de 20 kHz con un PV \u003d 150 W en una carga de 8 ohmios, una banda de frecuencia de señal baja para -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz, tasa de voltaje de salida -100 V / μs, relación señal / ruido y señal / fondo -120 dB.

Gracias al uso de OE que opera en modo liviano, así como el uso de solo cascadas en el amplificador de voltaje con OK y OO, cubiertas por OOS local profunda, el BB UMRS se caracteriza por una alta linealidad incluso a la cobertura del total de la OOS . En el primer amplificador de lealtad al primer alto en 1985, se aplicaron decisiones, hasta que usamos solo en la técnica de medición: los modos de corriente de escritura compatibles con una unidad de servicio separada, para reducir el nivel de distorsiones de la interfaz cubiertas por la conexión negativa inversa general de la resistencia a la transición. Del grupo de contacto de la conmutación de CA y el nodo especial compensan efectivamente el impacto en estas distorsiones de la resistencia de los cables de CA. La tradición se ha conservado en la UMBC 2010, al mismo tiempo, la OOS total cubre la resistencia de la producción FNC.

En la mayoría absoluta de los diseños de otros UMP, tanto profesionales como amateur, todavía faltan muchas de estas soluciones. Al mismo tiempo, las altas características técnicas y las ventajas audiófáticas de los UMRS BB se logran mediante soluciones de circuitos simples y un mínimo de elementos activos. De hecho, este es un amplificador relativamente simple: un canal no se puede ensamblar en una prisa en un par de días, y la configuración solo está en la instalación de la corriente de paso superior requerida de los transistores de salida. Especialmente para los amateurs de radio novatos desarrollaron un método de PUEZLOVAYA, pruebas sofisticadas de rendimiento y ajuste, utilizando el cual está garantizado para localizar los lugares de posibles errores y prevenir sus posibles consecuencias antes de ensamblar completamente la UMP. Todas las preguntas posibles sobre estos o amplificadores similares tienen explicaciones detalladas, tanto en papel, como en Internet.

En la entrada del amplificador se proporciona con R1C1 con una frecuencia de corte de 1,6 Hz, FIG. 1. Pero la eficiencia del dispositivo de estabilización de modos permite que el amplificador trabaje con una señal de entrada que contenga hasta 400 MW del componente constante. Por lo tanto, C1 se excluye que se da cuenta del sueño de audio eterno del tracto sin condensadores © y mejora significativamente el sonido del amplificador.

Capacidad C2 Capacitor de la entrada R2C2 Entrada PNHS Se selecciona de modo que la frecuencia del corte FGC de entrada en cuenta la resistencia de salida del preamplificador de 500 ohms -1 kΩ estuvo en el rango de 120 a 200 kHz. La cadena de corrección de frecuencia R3R5C3 de R3R5C3 se realiza en la entrada DA1, que limita las bandas de la armónica y la interferencia del circuito OOS en el lado de salida de la UMR, una tira de 215 kHz en términos de -3 dB y aumenta la estabilidad. del amplificador. Esta cadena le permite reducir la señal de diferencia por encima de la frecuencia del corte del circuito y la sobrecarga vacía del amplificador de voltaje de filmación, interferencia y armónicos de alta frecuencia, eliminando la posibilidad de distorsión de la intermodulación dinámica (Tim; Dim).

A continuación, la señal ingresa la entrada de un amplificador operativo de bajo ruido con transistores de campo en la entrada DA1. Muchas "quejas" a la BB UMR se presentan con oponentes sobre el uso de la entrada OU, supuestamente empeorando la calidad del sonido y "apretando la profundidad virtual" del sonido. En este sentido, es necesario prestar atención a algunas de las características obvias de la obra de la OMA en el UMP.

Amplificadores operacionales de amplificadores preliminares, la OU mensual se ve obligada a desarrollar varios voltios de la tensión de salida. Dado que la ganancia de OU es pequeña y varía de 500 a 2.00 veces por 20 kHz, esto indica su funcionamiento con un voltaje relativamente grande de la señal de diferencia, desde varios cientos de microondas en la LF hasta varios milivoltios por 20 kHz y una alta probabilidad de Ingresando la cascada de entrada de la distorsión de la intermodulación OU. El voltaje de salida de estos OU es igual al voltaje de salida de la última cascada de la ganancia del voltaje, que generalmente se realiza de acuerdo con el esquema con OE. El voltaje de salida en varios voltios indica el funcionamiento de esta cascada con voltajes de entrada y salida bastante grandes, y como resultado, lo que lo hace distorsión en la señal mejorada. El OU está cargado en la resistencia del circuito paralelo a los circuitos incluidos de la OOS y la carga, que a veces es algo kiloma, que requiere del repetidor de salida del amplificador de corriente de salida a varios miliamperios. Por lo tanto, los cambios en la corriente del repetidor de salida IC, las cascadas de salida de las cuales consumen no más de 2 mA corrientes son bastante significativas, lo que también indica que hacen distorsiones en la señal aumentada. Vemos que la cascada de entrada, la cascada de mejora del estrés y la cascada de salida OU pueden causar distorsión.

Pero el circuito de amplificador de alta lealtad debido a la alta amplificación y la resistencia de entrada de la parte del transistor del amplificador de voltaje proporciona condiciones de trabajo muy suaves del DA1. Juzgar por ti mismo. Incluso en el voltaje de salida nominal 50 en la UMR, la cascada diferencial de entrada de OU opera con señales de diferencia con un voltaje de 12 μV a frecuencias de 500 Hz a 500 μV a una frecuencia de 20 kHz. La proporción de altos transistores de entrada, hechos en transistores de campo, y un voltaje escaso de la señal de diferencia garantiza una alta linealidad de la amplificación de la señal. El voltaje de salida OU no excede los 300 mV. Lo indica una pequeña tensión de entrada de la ganancia de voltaje con un emisor común del amplificador operativo, hasta 60 μV y modo lineal de su funcionamiento. La cascada de salida OU es para cargar aproximadamente 100 kΩ de la base de datos VT2, la corriente alterna no es más de 3 μA. En consecuencia, la cascada de producción de OU también funciona en modo extremadamente ligero, casi inactivo. Sobre la señal de voltaje musical real y las corrientes la mayor parte del tiempo, un orden de magnitud más pequeño que los valores.

A partir de la comparación de los voltajes de la diferencia y las señales de salida, así como la corriente de carga, se puede ver que, en general, el amplificador operativo en la BB UMRS opera cientos de veces más fáciles y, significa tanto modo lineal que el modo ISU de preambressores y los reproductores de CD de pase en la habitación que sirven como fuentes de la señal para el umz con cualquier profundidad de la OOS, y también en absoluto sin él. En consecuencia, el mismo OU se hará como parte de la distorsión mucho menor de la UMP BB que en una inclusión única.

Ocasionalmente, se observa que la opinión se observa que la cascada de distorsión depende ambiguamente del voltaje de entrada. Esto es un error. La dependencia de la no linealidad de la cascada del voltaje de entrada puede obedecer una u otra ley, pero siempre es inequívoca: un aumento en este voltaje nunca conduce a una disminución en las distorsiones lesionadas, sino solo para zoom.

Se sabe que el nivel de productos de distorsión que llegan a esta frecuencia se reduce en proporción a la profundidad de la retroalimentación negativa para esta frecuencia. El coeficiente de ralentí, a la cobertura del amplificador OOS, es imposible medir a bajas frecuencias debido a la pequeñez de la señal de entrada. Según los cálculos desarrollados antes de la cobertura, el fortalecimiento de la ralentí permite lograr la profundidad del EOS 104 DB a frecuencias de hasta 500 Hz. Las mediciones para frecuencias, que comienzan con 10 kHz, muestran que la profundidad de la EOS a una frecuencia de 10 kHz alcanza 80 dB, a una frecuencia de 20 kHz - 72 dB, a una frecuencia de 50 kHz - 62 dB y 40 dB - en Una frecuencia de 200 kHz. La Figura 2 muestra las características de frecuencia de amplitud de la UMR BB-2010 y, para la comparación, similar a la complejidad de la umzch Leonid Zueva.

Alto fortalecimiento de la cobertura de la EOS es la característica principal de los circuitos de amplificadores explosivos. Dado que el objetivo de todos los desencadenantes circulares es lograr una alta linealidad y una mayor ganancia para mantener la OOS profunda en la banda máxima de frecuencia ancha, esto significa que los esquemas de mejora de los parámetros de los amplificadores están agotados por tales estructuras. Se puede proporcionar una mayor reducción en la distorsión solo con medidas constructivas destinadas a reducir el suministro de un armónico de la cascada de salida a las cadenas de entrada, especialmente en el circuito de entrada de inversión, cuya amplificación es máxima.

Otra característica del circuito SCHA BB es el control actual de la etapa de salida del amplificador de voltaje. La entrada OU controla la cascada de conversión de corriente de voltaje, hecha con OK y o, y la corriente resultante se deduce de la cascada de la corriente de la cascada, realizada de acuerdo con el esquema con OB.

El uso de una resistencia de linealización R17 resistencia a 1 kΩ en una cascada diferencial VT1, VT2 en transistores de diferentes estructuras Con la potencia en serie aumenta la linealidad de la conversión de la tensión de salida del voltaje de salida DA1 en la corriente del colector VT2 al crear una OOS local con una profundidad de 40 dB. Esto se puede ver desde la comparación de la cantidad de emisores de VT1, los emisores VT2, aproximadamente 5 ohmios, con la resistencia R17, o la suma de tensiones termales VT1, VT2 es de aproximadamente 50 MV, con una gota de voltaje en la resistencia R17 , que hace 5.2 - 5.6 v.

En construido bajo la ingeniería de esquemas de amplificadores, hay un afilado, 40 dB durante una década de frecuencia, recesión de la ganancia sobre la frecuencia de 13 ... 16 kHz. Una señal de error, que es un producto de distorsión, a frecuencias por encima de 20 kHz durante dos o tres, menos que el pitido útil. Esto hace posible convertir la linealidad del VT1, VT2 DyPHCASCADE en estas frecuencias para aumentar la ganancia de la parte del transistor de la ONU. Debido a cambios menores en la corriente de Diffscad VT1, VT2, cuando las señales débiles mejoran su linealidad con una disminución en la profundidad de la OOS local, no se deteriora significativamente, sino la operación del OU DA1, la linealidad de todo el amplificador En estas frecuencias depende de estas frecuencias, como todos los voltajes, determinantes por un amplificador de operación de distorsión, a partir de la señal de diferencia a la salida, disminuya en proporción a ganar en refuerzo en esta frecuencia.

Las cadenas de corrección de fase en fase R18C13 y R19C16 se optimizaron en el simulador para reducir la tensión de diferencia de la OU a las frecuencias en varios megahercios. Fue posible aumentar la ganancia de la UMD de la BB 2010 en comparación con las UMPS de BB-2008 a las frecuencias del orden de varios cientos de kilohermz. La ganancia en el fortalecimiento fue de 4 dB a una frecuencia de 200 kHz, 6 - 300 kHz, 8,6 - por 500 kHz, 10.5 dB - 800 kHz, 11 dB - durante 1 MHz y de 10 a 12 dB - a frecuencias por encima de 2 MHz. Esto se ve desde los resultados de la simulación, la FIG. 3, donde la curva inferior se refiere a la cadena ACH de la cadena de corrección para liderar las UMPS de BB-2008, y la cantidad superior de BB 2010.

VD7 Protege la transición del emisor VT1 de la tensión inversa que resulta del flujo de corrientes de recarga C13, C16 en el modo de límite de la señal de salida para el voltaje y derivado de este voltaje límite a la velocidad más alta en la salida de OU DA1.

La etapa de salida del amplificador de voltaje se realiza en el transistor VT3 incluido de acuerdo con el esquema con una base común, lo que elimina la penetración de la señal de las cadenas de salida de la cascada en la entrada y aumenta su estabilidad. La cascada con OB, cargada al generador actual en el transistor VT5 y la resistencia de entrada de la etapa de salida, desarrolla una alta ganancia constante: a 13.000 ... 15.000 veces. La resistencia de la resistencia R24 es el doble de menor resistencia de la resistencia R26 garantiza la igualdad de la corriente de descanso VT1, VT2 y VT3, VT5. R24, R26 proporcionan ocos locales que reducen el efecto del efecto ERLI: cambio de P21E dependiendo del voltaje del colector y aumente la linealidad original del amplificador por 40 dB y 46 dB, respectivamente. La fuente de alimentación de la ONU es un voltaje separado, el módulo 15s por encima del voltaje de las cascadas de salida, permite eliminar el efecto de la cuasi succión de los transistores VT3, VT5, manifestada en una disminución en P21E cuando una base de colección reductora de voltaje está por debajo de 7 V.

El repetidor de salida de tres kalid se ensamblan en los transistores bipolares y los comentarios especiales no lo requieren. No intente combatir la entropía ©, ahorrando en la corriente del resto de los transistores de salida. No debe ser inferior a 250 mA; En el autor - 320 ma.

Antes de que se active el relé de activación, el amplificador está cubierto por OOS1 implementado por la inclusión del divisor R6R4. La precisión del cumplimiento de la resistencia R6 y la consistencia de estas resistencias en diferentes canales no es significativa, pero es importante preservar la estabilidad del amplificador que la resistencia R6 no es mucho menor que la cantidad de resistencia R8 y R70. La respuesta de relé OOS1 está deshabilitada y el circuito OOS2 formado por R8R70C44 y R4 se ingresa en funcionamiento, y el grupo de contacto K1.1, donde R70C44 elimina la salida R71L1 R72C47 del circuito OUO en las frecuencias superiores a 33 kHz. El EOS R7C10 dependiente de la frecuencia forma una disminución en ACH UMP a la salida FGH a una frecuencia de 800 kHz en términos de -3 dB y proporciona un margen en la profundidad de la OOS sobre esta frecuencia. La disminución de ACH en los terminales de CA por encima de la frecuencia de 280 kHz en términos de -3 dB está proporcionada por la acción conjunta de R7C10 y la salida FNC R71L1 -R72C47.

Las propiedades resonantes de los altavoces conducen a la radiación de las oscilaciones de sonido de amortiguación, los dioses después de la exposición al pulso y generando su propio voltaje cuando las bobinas del altavoz de campo magnético en la brecha del sistema magnético. El coeficiente de amortiguación muestra qué tan grande es la amplitud de las oscilaciones de difusores y qué tan rápido se desvanecen con la carga de CA como generador para la resistencia total del UMP. Este coeficiente es igual a la relación de resistencia a CA a la suma de la resistencia al impacto del UMP, la resistencia a la transición del grupo de contacto del relé de conmutación de la AU, la resistencia se completa normalmente por el diámetro insuficiente de la bobina de inductancia de la Salida FGH, resistencia transitoria de los cables de cable y la resistencia de los cables de CA de la CA.

Además, la impedancia de los sistemas acústicos no es lineal. El flujo de corrientes distorsionadas en los cables de los cables de CA crea una caída de voltaje con una gran proporción de distorsión no lineal, también deducible del voltaje de salida indiscutible del amplificador. Por lo tanto, la señal en las abrazaderas AC se distorsiona mucho más que en la salida del urzch. Estas son la llamada distorsión de la interfaz.

Para reducir estas distorsiones, se aplicó una compensación de todos los componentes de la resistencia total de la producción del amplificador. La resistencia de salida propia del propietario, junto con la resistencia a la transición de los contactos del relé y la resistencia del cable de la bobina de inductancia de la salida FNC, se reduce por la acción de la OOS general profunda, tomada de la salida derecha L1. Además, la conexión de la R70 de la derecha a la AC "caliente" se puede arreglar fácilmente para compensar la resistencia a la transición del cable de CA y la resistencia de uno de los cables de CA, sin temer la generación de UMP debido a Cambios de fase en los cables cubiertos.

El nodo de compensación de resistencia al cable de CA se realiza en forma de un amplificador de inversión con KY \u003d -2 a DA2, R10, C4, R11 y R9. El voltaje de entrada para este amplificador es la caída de voltaje en el "frío" ("tierra") del cable AU. Dado que su resistencia es la resistencia del cable "caliente" del cable AU, para compensar la resistencia de ambos cables, es suficiente para duplicar el voltaje en el cable "frío", invertirlo y a través de la resistencia R9 con una resistencia igual a la suma de las resistencias del circuito R8 y R70 de la OOS, para someterse a la entrada de inversión de OU DA1. Luego, el voltaje de salida de los UMP aumentará mediante la cantidad de caídas de voltaje en los cables de la CA, que es equivalente a la eliminación del efecto de su resistencia a la relación de amortiguación y el nivel de distorsión de la interfaz en las abrazaderas de la AU. La compensación de caídas sobre la resistencia de los cables de CA del componente no lineal de los anti-EADS de los altavoces se necesita especialmente en las frecuencias más bajas de la banda de sonido. El voltaje de la señal en el altavoz de RF se limita a la resistencia y el condensador conectado a él. Su resistencia compleja es una mayor resistencia de los cables de cables, por lo tanto, la compensación de esta resistencia al RF está privada de significado. Sobre la base de esto, el circuito integrado R11C4 limita la banda de frecuencia del compensador con un valor de 22 kHz.

Especialmente se debe tener en cuenta: la resistencia del cable "caliente" del cable del cable de CA se puede compensar cubierto por su total IOS que conecta el R70 de la derecha con un cable especial al terminal LED "caliente". En este caso, tomará una compensación solo por la resistencia de la AC "Frío" y el coeficiente de amplificación del compensador de resistencia al alambre debe reducirse al valor de KU \u003d -1 seleccionando la resistencia R10 de resistencia igual a la resistencia Resistor R11.

El nodo de protección actual evita daños en los transistores de salida con cortocircuitos en la carga. El sensor actual sirve a las resistencias R53 - R56 y R57 - R60, que es suficiente. El flujo de las corrientes de salida del amplificador a través de estas resistencias crea una caída de voltaje, que se aplica al divisor R41R42. El voltaje con el valor del umbral abre el transistor VT10, y su corriente de colector abre la celda de gatillo VT8 VT8VT9. Esta celda pasa a un estado estable con transistores abiertos y derrame la cadena HL1VD8, reduciendo la corriente a través de la estabilización a cero y bloqueando el VT3. La descarga C21 de la corriente base de VT3 puede tomar varios milisegundos. Después de que se active la célula del gatillo, la tensión en la parte inferior de la C23, cargada con el voltaje en el HL1 LED a 1.6 V, se eleva desde el nivel -7.2 V desde el bus positivo de la fuente de alimentación de la ONU a nivel -1.2 b El voltaje en el plegado superior de este condensador también se eleva en 5 V. C21 descargado rápidamente a través de la resistencia R30 en C23, el transistor VT3 está bloqueado. Mientras tanto, VT6 se abre y a través de R33, R36 abre VT7. VT7 Shunt Stabilodron VD9, descarga a través del condensador R31 C22 y bloquea el transistor VT5. Sin recibir voltajes de compensación, los transistores de la cascada de salida también están bloqueados.

Restauración del estado original del gatillo y la activación de la UMR se realiza presionando el botón SA1 "Restablecer protección". C27 está cargado con un colector de corriente VT9 y derrame la cadena base VT8 al bloquear la celda de gatillo. Si a este momento se elimina la situación de emergencia y el VT10 bloqueado, la celda entra en un estado con transistores de forma constante. VT6, VT7 están cerrados, en la base de datos VT3, VT5, el voltaje de referencia y el amplificador ingresan al modo de operación. Si el cortocircuito en la carga de la UMR continúa, la protección se activa nuevamente, incluso si el condensador C27 está conectado a SA1. La protección funciona de manera tan efectiva que durante el trabajo en la configuración de la corrección, el amplificador se desactivó varias veces para reparaciones pequeñas ... con un toque a no inversor. La autoexcitación resultante llevó a un aumento en la corriente de los transistores de salida, y la protección apagó el amplificador. Aunque este método grueso no se puede ofrecer, pero gracias a protección de la corriente No dañó los transistores de producción.

Compensador de trabajo para la resistencia del cable AU.

La efectividad del compensador de trabajo de BB-2008 se verificó mediante el antiguo método audiófil, escuchando, cambiando la entrada del compensador entre el cable de compensación y el cable general del amplificador. La mejora del sonido era claramente notable, y el futuro propietario no pudo no haber podido obtener un amplificador, por lo que no se realizó las mediciones del efecto del compensador. Las ventajas del esquema con el "Caboratorio" fueron tan obvias que la configuración "Compensador + Integrador" se aceptó como una unidad estándar para la instalación en todo el potenciador desarrollado.

Sorprendentemente, cuántas disputas innecesarias en torno a la utilidad / compensación innecesaria de la resistencia de los cables estalló en Internet. Como de costumbre, insistieron especialmente en escuchar a la señal no lineal. Aquellos que son extremadamente simples, la célula del cable parecía difícil e incomprensible, los costos de la misma son exorbitantes, y la instalación, consume el tiempo. Incluso las propuestas se expresaron que, dado que se gastó una gran cantidad de dinero en el propio amplificador, entonces el pecado salvo en la santa, y debes ir lo mejor, glamorosa de manera, cómo toda la humanidad civilizada va y ... adquiere normal , humano © Cables superdared de metales preciosos. Para mi gran sorpresa, los aceites en el incendio vertieron declaraciones por especialistas muy respetados sobre los innecesarios del nodo de compensación en el hogar, incluidos aquellos especialistas que en sus amplificadores utilizan este nodo con éxito. Es muy lamentable que muchos equipos-aficionados de radio con descomposición reaccionaron informes a mejorar la calidad del sonido en la LF y MC con la inclusión del compensador, lo que habría evitado esta forma sencilla de mejorar la operación de UMRS que los robados.

Para documentar la verdad, se realizó un pequeño estudio. Desde el generador GZ-118, se presentó una serie de frecuencias en el área de la frecuencia resonante de la AU, el voltaje fue controlado por el osciloscopio C1-117, y KR en los terminales de CA se midieron por el INI C6-8, fig.4. La resistencia R1 se establece para evitar la presentación de la entrada de la entrada del compensador mientras se cambia entre el control y el cable compartido. El experimento utiliza cables comunes y públicos AC con una longitud de 3 my una sección transversal de 6 kV de núcleo. Mm, así como el sistema de altavoces GIGA FS IL con un rango de frecuencia de 25 a 22.000 Hz, con una resistencia nominal de 8 ohmios y un poder nominal de 90 o empresas de reino acústico.

Desafortunadamente, los circuitos de los amplificadores de señal armónica de C6-8 proporcionan el uso de capacitores de óxido de alta capacidad en los circuitos de la OOS. Esto conduce al efecto del ruido de baja frecuencia de estos condensadores para resolver el dispositivo en frecuencias bajas, como resultado, su permiso en la NF es peor. Al medir la señal KR con una frecuencia de 25 Hz del GC-118, directamente C6-8, las lecturas del instrumento bailan alrededor del valor del 0.02%. Omitir esta restricción con filtro de la grabadora El generador GZ-118 en el caso de medir la eficiencia del compensador no es posible, porque Una serie de configuraciones discretas de la configuración de frecuencia de 2T-FILISTA se limitan a los valores de LC 20.60, 120, 200 Hz y no le permite medir KR en las frecuencias que le interesa. Por lo tanto, sujetando el corazón, el nivel de 0.02% se adoptó como cero, referencia.

A una frecuencia de 20 Hz a un voltaje en los terminales AC 3 en la AMPL, que corresponde a la potencia de salida de 0.56 W en una carga de 8 ohmios, KR fue de 0.02% con el compensador encendido y 0.06% después de que se convierte. apagado. A un voltaje de 10 V AMPL, que corresponde a la potencia de salida de 6.25 W, el valor de KR 0.02% y 0.08%, respectivamente, a una tensión de 20 V AMPL y potencia 25 W - 0.016% y 0.11%, y en Voltaje 30 en AMPL y POWER 56 W - 0.02% y 0.13%.

Conocer la relación facilitada de los fabricantes de equipos importados a los valores de las inscripciones relacionadas con la capacidad, además de recordar lo maravilloso, después de la adopción de las normas occidentales, la transformación del sistema acústico 35As-1 con un altavoz de baja frecuencia. En S-90, no se ha aplicado el poder a largo plazo de más de 56 W en AC.

A una frecuencia de 25 Hz, con una potencia de 25 vatios, KR fue de 0.02% y 0.12% con el nodo / OFF de compensación, y con una capacidad de 56 W - 0.02% y 0.15%.

Al mismo tiempo, se verificó la necesidad de la efectividad de los viales de salida de la OOS total. A una frecuencia de 25 Hz con una potencia de 56 W y está conectada en uno de los cables de cable de CA de la salida RL-RC FNH, similar a la requerida en los superlines, KR con un compensador descubierto alcanza el 0,18%. A una frecuencia de 30 Hz con una potencia de 56 W km 0.02% y 0.06% con el nodo de compensación de encendido / apagado. A la frecuencia de 35 Hz con una potencia de 56 W km 0.02% y 0.04% con el nodo de compensación de encendido / apagado. En las frecuencias 40 y 90 Hz con una capacidad de 56 W km 0.02% y 0.04% con el nodo de compensación de encendido / apagado, y a una frecuencia de 60 Hz -0.02% y 0.06%.

Las conclusiones son obvias. Hay una distorsión de la señal no lineal en los terminales de CA. La degradación de la linealidad de la señal en los terminales de CA se registra claramente con la inclusión de la misma a través de un no compensado, no cubierto por la resistencia del UNFC que contiene 70 cm de alambre relativamente delgado. La dependencia del nivel de distorsión de la fuente de alimentación a la alimentación de CA sugiere que depende de la relación de la potencia de la señal y la potencia nominal de los altavoces NF de la AU. Las distorsiones son más pronunciadas en frecuencias cerca del resonante. Los altavoces generados en respuesta al impacto de la señal de sonido de los anti-EDS están derivando la suma de la resistencia de salida del UMP y la resistencia de los cables de cable de la CA, por lo que el nivel de distorsión en los terminales CA depende directamente. sobre la resistencia de estos cables y la resistencia de salida del amplificador.

El difusor de un altavoz de baja frecuencia de amortiguación de baja frecuencia irradia el orgullo, y, además, este altavoz genera una cola ancha de productos de distorsiones no lineales e intermodularas que reproducen el altavoz de frecuencia media. Esto explica el deterioro del sonido en frecuencias medianas.

A pesar del instrumento del nivel cero de KR 0.02% aceptado debido a la impermancia, la influencia del compensador de resistencia del cable en la distorsión del cálculo en los terminales de CA se observa de manera clara y única. Puede instalar el cumplimiento total de las conclusiones realizadas después de escuchar el nodo de compensación en la señal de música, y los resultados de las mediciones instrumentales.

La mejora que es claramente audible cuando el físico del cable está activado puede explicarse por el hecho de que con la desaparición de distorsiones en los terminales de CA, el altavoz de frecuencia media deja de jugar toda esta suciedad. Aparentemente, por lo tanto, al reducir o eliminar la reproducción de la distorsión por el altavoz de frecuencia media, un circuito de dos caras de la inclusión de la AU, la llamada Bivearing, cuando los enlaces LF y SCH-RF están conectados por diferentes cables, tiene una ventaja en el sonido en comparación con un diagrama de una sola caja. Sin embargo, dado que en un esquema de dos envases, la señal distorsionada en los terminales de RVC no desaparece en ningún lugar, este esquema pierde la opción con un complejo por el coeficiente de dumping las oscilaciones libres del difusor de altavoz de baja frecuencia.

La física no estará haciendo trampa, y por un sonido decente, no es suficiente obtener indicadores brillantes en la salida del amplificador a la carga activa, pero también es necesario perder la linealidad después del suministro de la señal a los terminales de CA. Como parte de un buen amplificador, un compensador es absolutamente necesario para uno u otro esquema.

Integrador.

También se verificó la efectividad y la capacidad de reducir el error del integrador en DA3. En el UMP BB con OU TL071, el voltaje constante de salida está dentro de los 6 ... 9 mV y reduce este voltaje girando la resistencia adicional al circuito de entrada no conversión.

El efecto de la característica de ruido de baja frecuencia de la OU con la entrada PT debido a la cobertura de la EOS profunda a través de la cadena de frecuencia visible R16R13C5C6 se manifiesta en forma de inestabilidad de la tensión de salida de un valor de varias milcanidad, o -60 dB En relación con la tensión de salida a una potencia de salida nominal, a frecuencias por debajo de 1 Hz no reproducida por la AU.

En Internet mencionó una baja resistencia de los diodos de protección VD1 ... VD4, que supuestamente hace un error en el trabajo del integrador debido a la formación del divisor (R16 + R13) / R VD2 | VD4 . . La resistencia inversa de los diodos de protección fue recolectó el esquema FIG. 6. Aquí, el DA1, incluido de acuerdo con el esquema del amplificador de inversión, está cubierto por la OOS a través de R2, su voltaje de salida es proporcional a la corriente en la cadena del diodo VD2 y la resistencia protectora R2 con un coeficiente de 1 MV / ON, y la resistencia del circuito R2VD2 con el coeficiente de 1 MV / 15 GOM. Para excluir la influencia de los errores aditivos del desplazamiento y los errores de corriente de entrada a la medición de la corriente de fuga de diodos, es necesario calcular solo la diferencia entre el voltaje propio de la OU, medido sin que se revise un diodo y el voltaje en la OU Salida después de su instalación. Casi la diferencia en los voltajes de salida de la OU en varios milvololt proporciona el valor de la resistencia inversa del diodo de aproximadamente diez y quince gigas con voltaje inverso de 15 V. Obviamente, la corriente de fuga no se convertirá más con una disminución en el voltaje en el diodo hasta el nivel de varios malelvolt, que es característico de la tensión de diferencia del integrador y compensador.

Pero el efecto fotográfico, que es característico de los diodos colocados en una caja de vidrio, realmente conduce a un cambio significativo en el voltaje de salida del UMP. Con la iluminación de su lámpara incandescente en 60 W, desde una distancia de 20 cm, un voltaje constante en la salida de yazch aumentó a 20 ... 3O MV. Aunque es poco probable que se encuentre dentro de la carcasa del amplificador, se puede observar un nivel de luz similar, una gota de pintura, aplicada a estos diodos, eliminó la dependencia de los modos de modo de iluminación. De acuerdo con los resultados de la simulación, la respuesta de respuesta ACH no se observa incluso a una frecuencia de 1 millón. Pero no debe disminuir el tiempo constante R16R13C5C6. Las fases de la variable de voltaje en las salidas del integrador y el compensador son opuestas, y con una disminución en la capacitancia o resistencia de la capacitancia de las resistencias del integrador, un aumento en su voltaje de salida puede empeorar la compensación de la resistencia de los cables de CA.

Comparación del sonido de los amplificadores. El sonido del amplificador ensamblado se comparó con el sonido de varios amplificadores extranjeros de producción industrial. La fuente fue el reproductor de CBD del reproductor de CD de audio de Cambridge, se usó un pre-amplificador "Ingeniería de radio UE-001" para el swing y el ajuste del nivel de sonido del UP-001, "Sugden A21A" y NAD C352 fueron usó.

El primero fue revisado por el legendario, vacío y maldito, en inglés, Umzch "Sugden A21A", trabajando en clase A con una salida de 25 W. Lo que es notable, en la documentación que lo acompaña a los británicos, se consideró en beneficio del nivel de distorsiones no lineales que no lo indiquen. Decir, no en la distorsión, sino en la espiritualidad. "Sujeto A21A\u003e" Perdido ante la UMR BB-2010 con un poder comparable tanto en términos de y para la claridad, la confianza, la nobleza sólida a las bajas frecuencias. Esto no es sorprendente, dado las características de su ingeniería de esquemas: solo un repetidor de salida quásimétrica de dos cadenas en los transistores de una estructura, ensamblado de acuerdo con el circuito de los años 70 del siglo pasado con una resistencia de salida relativamente alta y en la salida. Aún más, aumentando la resistencia total de la producción por capacitor electrolítica, esta es la última, la decisión en sí mismo empeora el sonido de cualquier amplificador en frecuencias bajas y medianas. A las frecuencias medianas y altas, la BB mostró un mayor detalle, la transparencia y la excelente elaboración de escenas, cuando los cantantes, las herramientas podrían estar claramente localizadas por sonido. Por cierto, a la palabra sobre la correlación de los datos objetivos de las mediciones y las impresiones subjetivas del sonido: en uno de los artículos de la revista de los competidores sugden-a su KR se determinó a un nivel de 0.03% a una frecuencia de 10 kHz.

El siguiente fue también un amplificador inglés NAD C352. La impresión general fue la misma: el sonido "Ward" vívidamente pronunciado del inglés en la hoja no le dejó ninguna posibilidad, mientras que el trabajo de los UMRS de BB fue reconocido como impecable. A diferencia de la NADA, cuyo sonido se asoció con arbustos gruesos, lana, lana, el sonido de BB 2010 a frecuencias medianas y altas, logró distinguir claramente las voces de los artistas en el coro general y las herramientas en la orquesta. En el trabajo de NAD C352, el efecto de la mejor audibilidad de un artista más volátil, se expresó claramente una herramienta más alta. A medida que se puso el propietario del amplificador, en el sonido de BB BB, los vocalistas no fueron "brillar con los nodos", y el violín no luchó en el poder del sonido con una guitarra o una pipa, sino todo el Herramientas pacíficamente y armoniosamente "eran amigos" en la imagen de sonido general de la melodía. En las altas frecuencias del UMP-2010, según los audiófilos de pensamiento figurativamente, suena así, "como si dibuja el sonido con una borla delgada". Estos efectos se pueden atribuir a la diferencia en las distorsiones de la interrelación de los amplificadores.

El sonido del RB RB 981 fue similar al sonido de NAD C352, excepto mejor trabajo A las bajas frecuencias, sigue siendo el Urzch de BB-2010 en la definición de control de CA a bajas frecuencias, así como la transparencia, la sensibilidad del sonido en las frecuencias medianas y altas permaneció fuera de la competencia.

El más interesante en términos de entender la imagen del pensamiento de los audiófilos fue la opinión general de que, a pesar de la superioridad sobre estos tres Umpsch, traen el sonido "calidez" de lo que lo hacen más agradable, y el umzch BB funciona sin problemas, "el El sonido es neutral ".

El dual CV1460 japonés perdió en sonido inmediatamente después de encender lo más obvio para todos, y pasar tiempo en su escucha detallada. IT KR fue dentro de 0.04 ... 0.07% a bajo consumo.

Las impresiones principales de comparar los amplificadores en las características principales fueron completamente idénticas: el UMP BB estaba delante de ellos en sonido incondicional y definitivamente. Por lo tanto, las pruebas adicionales fueron reconocidas como innecesarias. Como resultado, la amistad fue derrotada, cada uno obtuvo lo deseado: para un sonido cálido y sincero: sugden, NAD y ROTEL, y para escuchar al director dirigido: el UMR VZCH-2010.

Personalmente, me gusta una alta fidelidad para mí como un sonido claro, limpio, impecable, noble, jugó reproducir a los pasajeros de cualquier complejidad. Como mi amigo, un audiofilo con mucha experiencia, los sonidos de la configuración de impacto a bajas frecuencias funcionan sin opciones, como una prensa, en el medio, suena como si no lo fuera, y en alto parece pintar el sonido con una borla delgada. Para mí, el sonido de descarga de la BB se asocia con la facilidad de trabajo de las cascadas.

Literatura

1. Sukhov I. Umzch alta lealtad. Radio, 1989, No. 6, pp. 55-57; №7, p. 57-61.

2. Ridico L. Umzch BB en una moderna base de datos de elementos con un sistema de control de microcontrolador. "RADIOFOBBY", 2001, №5, p. 52-57; №6, p. 50-54; 2002, №2, p. 53-56.

3. AGEAV S. Sur-lineal Umzch con profunda Radio OOS, 1999, núms. 10 ... 12; Radio, 2000, núms. 1; 2; 4 ... 6; 9 ... 11.

4. ZUV. L. Umzch con paralelo OOS. Radio, 2005, №2, p. 14.

5. Zhukovsky V. ¿Por qué son la velocidad del UMP (o "UMPC-2008")? "RADIOFOBBY", 2008, №1, p. 55-59; №2, p. 49-55.

UML BB-2010 es un nuevo desarrollo de la línea ampliamente conocida de amplificadores de BB (alta fidelidad). Una serie de soluciones técnicas fueron influenciadas por el trabajo de AGEEV.

Especificaciones:

Armónico coeficiente a una frecuencia de 20000 Hz: 0.001% (150 W / 8 Ohm)

Banda de frecuencia de señal pequeña -3 dB: 0 - 800000 Hz

Tasa de crecimiento de voltaje de salida: 100 V / μs

Señal / ruido y señal / fondo: 120 db

Esquema eléctrico para la Fuerza Aérea 2010

En la entrada del amplificador se proporciona con R1C1 con una frecuencia de corte de 1,6 Hz, FIG. 1. Pero la eficiencia del dispositivo de estabilización de modos permite que el amplificador trabaje con una señal de entrada que contenga hasta 400 MW del componente constante. Por lo tanto, C1 está excluido que se realice el sueño de audio eterno de un camino sin condensadores y mejora significativamente el sonido del amplificador.

Amplificadores operacionales de amplificadores preliminares, la OU mensual se ve obligada a desarrollar varios voltios de la tensión de salida. Dado que el coeficiente de ganancia es pequeño y varía de 500 a 2000 veces por 20 kHz, esto indica su funcionamiento con un voltaje relativamente grande de la señal de diferencia, desde varios cientos de microondas en la LF hasta varios milivoltios por 20 kHz y la alta probabilidad de ingresar La cascada de entrada de la distorsión de la intermodulación OU. El voltaje de salida de estos OU es igual al voltaje de salida de la última cascada de la ganancia del voltaje, que generalmente se realiza de acuerdo con el esquema con OE. El voltaje de salida en varios voltios indica el funcionamiento de esta cascada con voltajes de entrada y salida bastante grandes, y como resultado, lo que lo hace distorsión en la señal mejorada. El OU está cargado en la resistencia del circuito paralelo a los circuitos incluidos de la OOS y la carga, que a veces es algo kiloma, que requiere del repetidor de salida del amplificador de corriente de salida a varios miliamperios. Por lo tanto, los cambios en la corriente del repetidor de salida IC, las cascadas de salida de las cuales consumen no más de 2 mA corrientes son bastante significativas, lo que también indica que hacen distorsiones en la señal aumentada. Vemos que la cascada de entrada, la cascada de mejora del estrés y la cascada de salida OU pueden causar distorsión.

Se sabe que el nivel de productos de distorsión que llegan a esta frecuencia se reduce en proporción a la profundidad de la retroalimentación negativa para esta frecuencia. El coeficiente de ralentí, a la cobertura del amplificador OOS, es imposible medir a bajas frecuencias debido a la pequeñez de la señal de entrada. Según los cálculos desarrollados antes de la cobertura, el fortalecimiento de la ralentí permite lograr la profundidad del EOS 104 DB a frecuencias de hasta 500 Hz. Las mediciones para frecuencias, que comienzan con 10 kHz, muestran que la profundidad de la EOS a una frecuencia de 10 kHz alcanza 80 dB, a una frecuencia de 20 kHz - 72 dB, a una frecuencia de 50 kHz - 62 dB y 40 dB - en Una frecuencia de 200 kHz. La Figura 2 muestra las características de frecuencia de amplitud del UMPC 2010 y, para la comparación, similar en complejidad.

El uso de una resistencia de linealización R17 Resistencia a 1 kΩ en la cascada diferencial VT1, VT2 en los transistores de diferentes estructuras con energía en serie aumenta la linealidad de la conversión de la tensión de salida OUD DA1 en la corriente del colector VT2 al crear una OOS local con un Profundidad de 40 dB. Esto se puede ver desde la comparación de la cantidad de emisores de VT1, los emisores VT2, aproximadamente 5 ohmios, con la resistencia R17, o la suma de tensiones termales VT1, VT2 es de aproximadamente 50 MV, con una gota de voltaje en la resistencia R17 , que hace 5.2 - 5.6 v.

El repetidor de salida de tres kalid se ensamblan en los transistores bipolares y los comentarios especiales no lo requieren. No trates de combatir la entropía, ahorrando en un resto de los transistores de fin de semana. No debe ser inferior a 250 mA; En el autor - 320 ma.

El nodo de protección actual evita daños en los transistores de salida con cortocircuitos en la carga. El sensor actual sirve a las resistencias R53 - R56 y R57 - R60, que es suficiente. El flujo de las corrientes de salida del amplificador a través de estas resistencias crea una caída de voltaje, que se aplica al divisor R41R42. El voltaje con el valor del umbral abre el transistor VT10, y su corriente de colector abre la celda de gatillo VT8 VT8VT9. Esta celda pasa a un estado estable con transistores abiertos y derrame la cadena HL1VD8, reduciendo la corriente a través de la estabilización a cero y bloqueando el VT3. La descarga C21 de la corriente base de VT3 puede tomar varios milisegundos. Después de que se active la célula del gatillo, la tensión en la parte inferior del C23, cargada con el voltaje en el HL1 LED a 1.6 V, se eleva desde el nivel -7.2 en la fuente de alimentación positiva de un voltaje de NUS a nivel -1.2 B1 en la parte superior De este condensador también se eleva, 5 V. C21 se descargó rápidamente a través de la resistencia R30 en C23, el transistor VT3 está bloqueado. Mientras tanto, VT6 se abre y a través de R33, R36 abre VT7. VT7 Shunt Stabilodron VD9, descarga a través del condensador R31 C22 y bloquea el transistor VT5. Sin recibir voltajes de compensación, los transistores de la cascada de salida también están bloqueados.

Restauración del estado original del gatillo y la activación de la UMR se realiza presionando el botón SA1 "Restablecer protección". C27 está cargado con un colector de corriente VT9 y derrame la cadena base VT8 al bloquear la celda de gatillo. Si a este momento se elimina la situación de emergencia y el VT10 bloqueado, la celda entra en un estado con transistores de forma constante. VT6, VT7 están cerrados, en la base de datos VT3, VT5, el voltaje de referencia y el amplificador ingresan al modo de operación. Si el cortocircuito en la carga de la UMR continúa, la protección se activa nuevamente, incluso si el condensador C27 está conectado a SA1. La protección funciona tan efectivamente que durante el trabajo en la configuración de la corrección, el amplificador se desactivó varias veces para reparaciones pequeñas, tocando la entrada inconvertida. La autoexcitación resultante llevó a un aumento en la corriente de los transistores de salida, y la protección apagó el amplificador. Aunque es imposible ofrecer este método coherente como regla general, pero gracias a la protección actual, no dañó los transistores de producción.

Compensador de trabajo para cables de resistencia.

Para documentar la verdad, se realizó un pequeño estudio. Desde el generador GZ-118, se presentó una serie de frecuencias en el área de la frecuencia resonante de la AU, el voltaje fue controlado por el osciloscopio C1-117, y KR en los terminales de CA se midieron por el INI C6-8, fig.4. Comprobación de la eficiencia de resistencia El sistema de cableado R1 está configurado para evitar inclinarse en la entrada del compensador mientras se cambia entre el control y el cable compartido. El experimento utiliza cables comunes y públicos AC con una longitud de 3 my una sección transversal de 6 kV de núcleo. MM, así como el sistema de altavoces GIGA FS IL con un rango de frecuencia de 25-22000 Hz, con una resistencia nominal de 8 ohmios y una capacidad nominal de 90 W del reino acostico de la empresa.

Desafortunadamente, los circuitos de los amplificadores de señal armónica de C6-8 proporcionan el uso de capacitores de óxido de alta capacidad en los circuitos de la OOS. Esto conduce a la influencia del ruido de baja frecuencia de estos condensadores para resolver el dispositivo a bajas frecuencias, como resultado de lo cual su permiso en la NF es peor. Al medir la señal KR con una frecuencia de 25 Hz del GC-118, directamente C6-8, las lecturas del instrumento bailan alrededor del valor del 0.02%. Avanzando esta restricción con el filtro de ayuda del generador GZ-118 en el caso de medir la eficiencia del compensador, no es posible, porque Una serie de frecuencias de configuración discretas 2T-FIL-TRTS están limitadas a los valores de LF 20, 60, 120, 200 Hz y no le permite medir KR en la frecuencia que le interesa. Por lo tanto, sujetando el corazón, el nivel de 0.02% se adoptó como cero, referencia.

Conocer la relación facilitada de los fabricantes de equipos importados a los valores de las inscripciones relacionadas con el poder, además de recordar lo maravilloso, después de la adopción de las normas occidentales, la transformación del sistema acústico con una capacidad de altavoz de baja frecuencia de 30 WB, no se ha aplicado la potencia a largo plazo de más de 56 W en AC.

A una frecuencia de 25 Hz, con una potencia de 25 vatios, KR fue de 0.02% y 0.12% con el nodo / OFF de compensación, y con una capacidad de 56 W - 0.02% y 0.15%.

A pesar de la suposición del nivel cero de KR en un 0,02% aceptado debido a la falta de ideal, la influencia del compensador de resistencia al cable en la distorsión del cálculo en CA se observa y se señala definitivamente. Puede instalar el cumplimiento total de las conclusiones realizadas después de escuchar el nodo de compensación en la señal de música, y los resultados de las mediciones instrumentales.

Integrador

Internet mencionó la baja resistencia de los diodos de protección VD1 ... VD4, que supuestamente hacen un error en la operación del integrador debido a la formación de un divisor (R16 + R13) / R VD2 | VD4 .. El diagrama de la Se recogió la resistencia inversa de los diodos de protección. 6. Aquí, el DA1, incluido de acuerdo con el esquema del amplificador de inversión, está cubierto por una OOS a R2, su voltaje de salida es proporcional a la corriente en el circuito del diodo VD2 y la resistencia de protección R2 con un coeficiente de 1 MV / En, y la resistencia a la cadena R2VD2 es 1 MV / 15 GOM. Para excluir la influencia de los errores aditivos del desplazamiento y los errores de corriente de entrada a la medición de la corriente de fuga de diodos, es necesario calcular solo la diferencia entre el voltaje propio de la OU, medido sin que se revise un diodo y el voltaje en la OU Salida después de su instalación. Casi la diferencia en los voltajes de salida de la OU en varios milvololt proporciona el valor de la resistencia inversa del diodo de aproximadamente diez y quince gigas con voltaje inverso de 15 V. Obviamente, la corriente de fuga no se convertirá más con una disminución en el voltaje en el diodo hasta el nivel de varios malelvolt, que es característico de la tensión de diferencia del integrador y compensador.

Comparación del sonido de los amplificadores. El sonido del amplificador ensamblado se comparó con el sonido de varios amplificadores extranjeros de producción industrial. La fuente fue el reproductor de CD de audio de Cambridge, un pre-amplificador "", "Sugden A21A" y NAD C352 se utilizó para rasgar y ajustar el nivel de sonido del "SUGENO A21A" y NAD C352.

El sonido del Rotel RB 981 fue similar al sonido de NAD C352, con la excepción de una mejor operación a frecuencias bajas, sigue siendo los UMPS de BB-2010 en la definición de control de CA a frecuencias bajas, así como la transparencia, la sensibilidad. El sonido en frecuencias medianas y altas permaneció fuera de la competencia.

El dual CV1460 japonés perdió en sonido inmediatamente después de encender lo más obvio para todos, y pasar tiempo en su escucha detallada. IT KR fue dentro de 0.04 ... 0.07% a bajo consumo.

Umshc-2011 versión definitiva

UMPS Air Force-2011 versión Ultimate Scheme Autor Viktor Zhukovsky G. Krasnoarmeysk

Características técnicas del amplificador:
1. Alta potencia: 150 W / 8th Ohm,
2. Alta linealidad - 0.000.2 ... 0.000.3% a 20 kHz 100 W / 4 Ohm,
Conjunto completo de unidades de servicio:
1. Mantener cero voltaje constante,
2. Compensador de la resistencia de los cables de alambre,
3. Protección limpia,
4. Protección contra el voltaje de salida constante,
5. Inicio suave.

UMBC del esquema de la Fuerza Aérea 2011

El editor de placas de circuito impreso se dedicó al participante de muchos proyectos populares Lepekhinv (Vladimir Lepjin). Resultó muy bien).

Ombch-Air Force2011 Tarifa

Pagar amplificador uch Air Force-2011. Fue diseñado para un soplado de tonelada (paralelo al radiador). La instalación de los transistores (amplificador de voltaje) y VC (Cascada de salida) es algo difícil, porque La instalación / desmontaje debe atornillarse a través de los orificios en el PP con un diámetro de aproximadamente 6 mm. Cuando el acceso está abierto, la proyección de los transistores no cae bajo PP, mucho más conveniente. Tuve que hacer una tarifa un poco.

En el nuevo PP, no tomó un punto. - Esta es la conveniencia de establecer protección en la Junta del amplificador:

C25 0.1n, R42 * 820 OHM y R41 1K Todos los elementos de la SMD y son del lado de soldadura, que no es muy conveniente al configurar, porque Será necesario desatornillar varias veces y atornille los pernos de sujeción de PP en bastidores y transistores a los radiadores. Oración: R42 * 820 consiste en dos resistencias de la SMD ubicada en paralelo, desde aquí. Oferta: se busca una resistencia RMD de inmediato, otra resistencia de salida se puede soldar a VT10 una salida a la base de datos, la otra al emisor, seleccionamos a la apropiado. Posiced, cambio de retiro en el SMD, para mayor claridad:

El amplificador de frecuencia de sonido (UMP) de alta lealtad (BB), desarrollado en 1989 por Nikolai Sukhov, ya se puede llamar legendario con derecho completo. Con su desarrollo, se aplicó un enfoque profesional basado en el conocimiento y la experiencia en el campo de la ingeniería de esquemas analógicos. Como resultado, los parámetros de este amplificador eran tan altos que hoy en día, este diseño no perdió relevancia. Este artículo describe una versión algo mejorada del amplificador. Las mejoras se reducen al uso de una nueva base de elementos y el uso de un sistema de control de microcontrolador.

El amplificador de potencia (mente) es una parte integral de cualquier complejo de reproducción de audio. Disponible con muchas descripciones del diseño de tales amplificadores. Pero en la abrumadora mayoría de los casos, incluso con muy buenas características, hay una completa falta de servicios de servicio. Pero en la actualidad, cuando los microcontroladores se distribuyeron ampliamente, no es difícil crear un sistema de gestión bastante perfecto. Al mismo tiempo, el aparato casero para la saturación funcional puede no ceder a las mejores muestras patentadas. La variante del UMP con el sistema de control del microcontrolador se muestra en la FIG. uno:

Higo. 1. Apariencia del amplificador.

El diagrama de origen de UMPS tiene suficientes parámetros de modo que el amplificador no sea la fuente dominante de la no linealidad de la ruta de producción de sonido en todo el rango de potencia de salida. Por lo tanto, la mejora adicional de las características de las notables ventajas no da.

Por lo menos, la calidad del sonido de diferentes fonogramas es mucho más diferente a la calidad del sonido de los amplificadores. En este tema, puede traer una cotización de la revista "Audio": " Hay diferencias obvias en las categorías como oradores, micrófonos, pastillas de LP, salas de escucha, salas de estudio, salas de conciertos y, especialmente, configuraciones de estudios y equipos de grabación utilizados por varias compañías de grabación. Si desea escuchar diferencias finas en la escena de sonido, compare las entradas de OnGry John a Delos con las entradas de Jack Renner en Telarc, y no los pre-amplificadores. O si desea escuchar diferencias sutiles en las transiciones, compare DMP Studio Jazz Records con Jazz Records Cheshky Studio, y no dos cables entre bloques.»

A pesar de este hecho, los amantes de alta gama no detienen la búsqueda del sonido "correcto", lo que afecta, incluida la mente. De hecho, la mente es un ejemplo de un camino lineal muy simple. El nivel actual de desarrollo de equipos de circuito nos permite proporcionar suficientes parámetros altos para un dispositivo de este tipo para que la precisión de la distorsión se vuelva invisible. Por lo tanto, en la práctica, dos, cualquier mente moderna, sin centrética, suena igual. Por el contrario, si la mente tiene un sonido especial y especial, habla solo una cosa: la distorsión de la distorsión es excelente y es muy visible en la oreja.

Esto no significa que sea muy simple diseñar una mente de alta calidad. Hay muchas sutilezas como un plan de circuitos y constructivos. Pero todas estas sutilezas han sido conocidas por los fabricantes graves de la mente, y generalmente no se encuentra los errores brutos en los diseños de la mente moderna. La excepción es costosos amplificadores de clase alta, que a menudo se diseñan muy iliteradamente. Incluso si la desgracia falla es agradable en un rumor (que dicen amantes de los amplificadores de lámpara), no tiene nada que ver con la alta lealtad.

La mente de alta calidad, a excepción de los requisitos tradicionales de banda ancha y buena linealidad, se realiza otro número de requisitos adicionales. A veces puedes escuchar eso por uso doméstico El poder del amplificador 20-35 W es suficiente. Si estamos hablando de energía media, entonces tal afirmación es cierta. Pero la señal de música real puede tener un nivel de potencia máximo mayor que el nivel promedio de 10 a 20 veces. Por lo tanto, de modo que con un poder promedio de 20 W, es necesario tener un poder de aproximadamente 200 W. Aquí, por ejemplo, la salida de la evaluación de expertos para el amplificador descrito en: " El único comentario fue la falta de volumen del sonido de las grandes herramientas de choque, que se explica por la potencia de salida insuficiente del amplificador (120 W en el pico en la carga 4 ohmios).»

Los sistemas acústicos (AC) son una carga compleja y tienen una naturaleza muy compleja de la dependencia de la resistencia total de la frecuencia. En algunas frecuencias, puede ser menor que el valor nominal de 3-4 veces. La mente debe poder trabajar sin distorsión en una carga tan baja de voltaje. Por ejemplo, si la resistencia nominal del sistema acústico es de 4 ohmios, la mente normalmente debe trabajar en la carga con resistencia de 1 ohm. Esto requiere corrientes de salida muy grandes, que deben tenerse en cuenta al diseñar la mente. El amplificador descrito satisface estos requisitos.

Recientemente, el tema de la resistencia óptima de salida del amplificador en términos de minimizar las distorsiones de AU se discute a menudo. Sin embargo, este tema es relevante solo al diseñar altavoces activos. Los filtros de separación de los altavoces pasivos se desarrollan en función del hecho de que la fuente de la señal tendrá una baja resistencia a la salida baja. Si la mente tendrá una alta resistencia a la salida, entonces la respuesta de frecuencia se distorsionará. Por lo tanto, nada más sigue siendo cómo garantizar una pequeña resistencia a la mente para la mente.

Se puede observar que los nuevos desarrollos de la mente van principalmente a lo largo del camino de la reducción, mejorando el proceso de construcción, un aumento en la potencia de producción, un aumento de la eficiencia, mejora las cualidades de los consumidores. Este artículo se centra en las funciones de servicio que se implementan debido al sistema de control del microcontrolador.

El amplificador se realiza en la carcasa del formato MIDI, sus dimensiones generales 348x180x270 mm, el peso es de aproximadamente 20 kg. El microcontrolador incorporado le permite controlar el amplificador utilizando el control remoto IR (común con pre-amplificador). Además, el microcontrolador se mide e indicando la potencia de salida promedio y cuasípica, la temperatura de los radiadores, implementa el apagado del temporizador y procesa situaciones de emergencia. El sistema de protección del amplificador, así como el control de la potencia, se implementa con la participación del microcontrolador. El amplificador tiene una fuente de alimentación por separado, que le permite estar en el modo "STANDBY", cuando se apagan las fuentes de alimentación principales.

El amplificador descrito se llama NSM (máquinas de sonido nacionales), modelo PA-9000, ya que el nombre del dispositivo es parte de su diseño y debe estar presente. El conjunto realizado de funciones de servicio en algunos casos puede ser redundante, para tales situaciones, se ha desarrollado una versión "minimalista" del amplificador (modelo PA-2020), que tiene solo un interruptor de encendido y un LED de dos colores en el panel frontal , y el microcontrolador incorporado solo controla el proceso de encendido y apagado, completa el sistema de protección y proporciona el control remoto del modo "STANDBY".

Todos los controles e indicaciones del amplificador se encuentran en el panel frontal. Su apariencia y nombramiento de controles se muestran en la FIG. 2:

Higo. 2. Panel del amplificador delantero.

1 - LED Habilitar consumidores externos ext	9 - Botón menos
DISTRISTO DE DISTRIBUCIONES DE 2 TRABAJADORES	Botón de indicación de encendido 10 - PIC PIC
3 - Botón de transición en modo de espera de espera	11 - Botón de indicación del temporizador del temporizador
4 - Potencia de apagado completo	12 - Botón de indicación de temperatura° C.
LED de alimentación principal de 5 - LED	13 - botón más
6 - Operar LED LED normal	14 - LED CHAST LEJED LEFT FAILE L
7 - Carga de carga LED	15 - LED de canal derecho LED FAIL R
8 - Pantalla

Botón de encendido Proporciona cierre completo del amplificador de la red. Físicamente, este botón desconecta solo la fuente de alimentación de servicio de la red, respectivamente, se puede calcular en una pequeña corriente. Las principales fuentes de energía se incluyen utilizando el relé, cuyos devanados están impulsados \u200b\u200bpor la fuente de deber. Por lo tanto, cuando se apaga el botón "POWER", se garantizan todos los circuitos del amplificador.

Cuando enciende el botón de encendido, el amplificador está completamente encendido. El proceso de inclusión se produce de la siguiente manera: la fuente de derechos se enciende de inmediato, como lo demuestra el LED en la fuente de alimentación en servicio "DUTY". Después de un tiempo necesario para restablecer el microcontrolador, la encendido zócalos exteriores Y el LED "EXT" está encendido. Luego se enciende el LED "principal", y se produce la primera etapa de incorporar las fuentes principales. Inicialmente, los principales transformadores se incluyen a través de resistencias restrictivas que evitan el lanzamiento de corriente inicial debido a los condensadores de filtros descargados. Los condensadores se cargan gradualmente, y cuando el voltaje de suministro medido alcanza el umbral instalado, las resistencias restrictivas están excluidas de la cadena. Esto enciende el LED de operación. Si para el tiempo asignado, el voltaje de suministro no ha alcanzado el umbral instalado, se interrumpe el proceso de encendido en el amplificador y se enciende la indicación del accidente. Si la inclusión de las fuentes principales ha pasado con éxito, el microcontrolador verifica el estado del sistema de protección. En ausencia de situaciones de emergencia, el microcontrolador permite la conmutación en el relé de carga y el LED de carga está encendido.

Botón de espera Gestionando el modo de espera. Una pulsación corta del botón coloca el amplificador en el modo de espera o, por el contrario, se enciende el amplificador. En la práctica, es posible que deba habilitar sockets externos, dejando la mente en modo de espera. Esto se requiere, por ejemplo, al escuchar fonogramas para teléfonos estéreo o cuando se sobrescribe sin control de sonido. Los zócalos externos se pueden activar de forma independiente larga (señal de sonido) presionando el botón "STANDBY". Una opción cuando se enciende la mente, y los enchufes están apagados, no tiene sentido, por lo tanto, no se implementa.

En el panel frontal hay digital de 4 bits. monitor y 5 botones de control de pantalla. La pantalla puede funcionar en los siguientes modos (Fig. 3A):

discapacitado
indicación de la potencia de salida media [W]
indicación de la potencia de salida cuasípica.
indicación de estado del temporizador [m]
indicación de la temperatura de los radiadores [° C]

Inmediatamente después de habilitar, la pantalla está deshabilitada, ya que en la mayoría de los casos cuando opera la mente, no es necesaria. Puede encender la pantalla presionando uno de los botones "Pico", "Temporizador" o "° C".

Higo. 3. Mostrar opciones de visualización.

Botón de pico Incluye la visualización de la alimentación de salida y cambia los modos de alimentación media / cuasípica. En el modo de indicación de alimentación de salida, "W" se enciende en la pantalla y para la potencia cuasípica, también "pico". La potencia de salida se indica en vatios con una discreción de 0.1 vatios. La medición se realiza multiplicando la corriente y el voltaje en la carga, por lo que las lecturas son válidas para cualquier valor de resistencia de carga permisible. Mantenga presionado el botón "Pico" a la señal de audio apaga la pantalla. Apagar la pantalla, así como su conmutación entre diferentes modos de indicación se produce sin problemas (una imagen "vuela" a otra). Este efecto se implementa programáticamente.

Botón "temporizador" Muestra el estado actual del temporizador en la pantalla, mientras que la letra "M" se enciende. El temporizador le permite establecer el intervalo de tiempo por la caducidad de la cual el amplificador entra en el modo de espera y se desconectan los sockets externos. Cabe señalar que al usar esta función, otros componentes del complejo deben permitir apagar la alimentación "en la marcha". Para un sintonizador y un reproductor de CD, esto suele ser permisible, pero en algunas decciones de cassette, cuando se apaga la alimentación, es posible que la LPM no se mueva al modo "STOP". Para tal DEC, apague la alimentación durante la reproducción o el registro es inaceptable. Sin embargo, entre los dispositivos corporativos, tales cubiertas son extremadamente raras. Por el contrario, la mayoría de DEC tiene un interruptor de "temporizador", que tiene 3 posiciones: "OFF", "RECUPERANTE" y "PLAY", lo que permite que una fuente de alimentación simple encienda inmediatamente la reproducción o el modo de grabación. Apague estos modos también se puede colocar fácil de quitar la alimentación. El temporizador del amplificador se puede programar a los siguientes intervalos (Fig. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 y 120 minutos. Si el temporizador no se usa, debe traducirse en el estado "OFF". En este estado, se encuentra inmediatamente después de que se enciende el poder.

La tarea de intervalo de temporizador se realiza botones "+" y "-" En el modo de indicación del temporizador. Si el temporizador está activado, el LED "TEMPORIZADOR" está siempre en la pantalla, y la indicación del temporizador se convierte en el estado actual actual, es decir, Cuántos minutos se fueron antes de apagar. En tal situación, el intervalo puede extenderse presionando el botón "+".

Botón "° C" Incluye la pantalla de temperatura de los radiadores, mientras que el símbolo "° C" se enciende. Se instala un termómetro separado en cada radiador, pero se muestra el valor máximo de la temperatura. Estos mismos termómetros se utilizan para controlar el ventilador y para la protección de la temperatura de los transistores de salida del amplificador.

Para indicaciones de visualización Dos LED están ubicados en el panel frontal: "Fallo a la izquierda" y "falla bien". Cuando la protección se activa en uno de los canales, el LED correspondiente se enciende, y se indica la visualización de la causa del accidente (Fig. 3C). En este caso, el amplificador entra en el modo de espera. Los siguientes tipos de protección se implementan en el amplificador:

protección de sobrecarga para la cascada de salida
protección contra el componente permanente en la salida.
protección de la fuente de poder.
protección contra la desaparición del voltaje de la red.
protección contra los transistores de salida de sobrecalentamiento

Protección de sobrecarga actual Reacciona al exceso del umbral especificado de la cascada de salida. Ahorra no solo los altavoces, sino también los transistores de salida, por ejemplo, con un cierre corto en la salida del amplificador. Esta es la protección de un tipo de activación, después de que se active, la mente se restaura solo después de que se vuelva a habilitar. Dado que esta protección requiere alta velocidad, se implementa hardware. La pantalla se indica como "si".

Reacciona al componente constante del voltaje de salida de la mente, mayor que 2 V. Protege a los altavoces, también se implementa hardware. La pantalla se indica como "DCF".

Reacciona a la caída en el voltaje de suministro de cualquier hombro por debajo del nivel especificado. Una interrupción significativa de la simetría de la tensión de alimentación puede causar el componente permanente en la salida, lo que es peligroso para la AU. La pantalla se indica como "UF".

Reacciona a la pérdida de varios períodos de voltaje de red en una fila. El propósito de esta protección es desactivar la carga antes de que caiga la tensión de suministro y la transición comience. Se implementa hardware, el microcontrolador solo lee su condición. La pantalla se indica como "PRF".

protección contra el sobrecalentamiento Los transistores de salida se implementan de manera programática, utiliza información con termómetros que se instalan en radiadores. La pantalla se indica como "TF".

La mente tiene la habilidad control remoto . Dado que no requiere una gran cantidad de botones de control, se utiliza el mismo control remoto para controlar el preamplificador. Este control remoto funciona en el estándar RC-5 y tiene tres botones específicamente diseñados para administrar la mente. El botón "STANDBY" duplica completamente el mismo botón en el panel frontal. El botón "Pantalla" le permite cambiar el modo de visualización sobre el anillo (Fig. 3a). Mantenga presionado el botón "Pantalla" a la señal de audio apaga la pantalla. El botón "MODO" le permite cambiar el intervalo de tiempo del temporizador (Fig. 3B), es decir, Reemplaza los botones "+" y "-".

Sobre el panel trasero Amplificador (Fig. 4) Establezca sockets destinados a alimentar otros componentes del complejo. Estos sockets tienen un cierre independiente, lo que permite todo el complejo del control remoto.

Higo. 4. Panel de amplificador trasero.

Como se señaló anteriormente, como se describe la base del amplificador, se tomó el esquema UMPC de Nikolai Sukhova, que se describe en. Los principios básicos de la construcción de la mente de alta lealtad se exponen. Esquema esquemático el aumento principal del amplificador. mostrado en la fig. cinco.

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Higo. 5. Diagrama esquemático de la placa del amplificador principal.

En comparación con el diseño original, se realizaron pequeños cambios en el amplificador. Estos cambios no son fundamentales y son principalmente una transición a una base de elementos más nueva.

Cambió circuito de estabilización de temperatura.. En el diseño original, junto con los transistores de salida en los radiadores, se instaló el transistor: el sensor de temperatura que establece el voltaje de desplazamiento de la cascada de salida. Al mismo tiempo, se tuvo en cuenta la temperatura de solo los transistores de salida. Pero la temperatura de los transistores de los precursores debido a la disipación de potencia bastante grande sobre ellos también aumentó significativamente durante la operación. Debido al hecho de que estos transistores se instalaron en pequeños radiadores separados, su temperatura podría fluctuar sin fluctual, por ejemplo, como resultado de cambiar la potencia disipada o incluso debido a los flujos de aire externos. Esto llevó a las mismas fluctuaciones afiladas en la corriente de reposo. Sí, y cualquier otro elemento de la mente puede ser muy caliente durante la operación, ya que en un caso hay fuentes de calor (radiadores de transistores de producción, transformadores, etc.). Esto también se aplica a los primeros transistores del repetidor del emisor compuesto, que no tenía radiadores en absoluto. Como resultado, la corriente de reposo podría aumentar varias veces cuando la mente se calienta. La solución a este problema fue propuesta por Alexei Belov.

Por lo general, para la estabilización de la temperatura de la corriente de la cascada de salida, se usa la mente. siguiente esquema (Fig. 6A):

Higo. 6. Esquema de estabilización de temperatura de la corriente de reposo.

El voltaje de compensación se aplica a los puntos A y B. Se resalta en un dos polo, que consiste en el transistor VT1 y las resistencias R1, R2. El voltaje de compensación inicial está configurado por la resistencia R2. El transistor VT1 generalmente se fija con el radiador VT6, VT7. La estabilización es la siguiente: cuando los transistores de VT6, VT7 se calientan, la caída del emisor base disminuye, que, con una tensión de sesgo fija, conduce a un aumento en la corriente de reposo. Pero con estos transistores, VT1 se calienta, lo que causa una disminución en la caída de voltaje en un dos polo, es decir,. Reduciendo el reservorio. La desventaja de tal esquema es que la temperatura de las transiciones de otros transistores incluidos en el repetidor del emisor compuesto no se tiene en cuenta. Para considerarlo, debe conocerse la temperatura de las transiciones de todos los transistores. La forma más fácil de hacerlo lo mismo. Para esto, todos los transistores incluidos en el repetidor del emisor compuesto están suficientemente instalados en un radiador común. Al mismo tiempo, para obtener una corriente de reposo dependiente de la temperatura, el voltaje de desplazamiento del repetidor del emisor compuesto debe tener el coeficiente de temperatura del mismo que las seis transiciones habilitadas. Aproximadamente podemos asumir que el voltaje directo de la caída en la transición P-N disminuye linealmente con un coeficiente K, aproximadamente 2.3 MV / ° C. En el repetidor del emisor compuesto, este coeficiente es de 6 * a. Proporcione este coeficiente de temperatura de la tensión de desplazamiento: la tarea de un dos polo, que se enciende entre los puntos A y B. Dos polos, que se muestra en la FIG. 6A, tiene un coeficiente de temperatura igual a (1 + R2 / R1) * K. Al ajustar la resistencia R2, la corriente del depósito cambia el coeficiente de temperatura, que no es del todo correcto. La solución práctica más simple puede ser el esquema que se muestra en la FIG. 6b. En este esquema, el coeficiente de temperatura es (1 + R3 / R1) * K, y la corriente de arranque del resto se establece mediante la posición de la resistencia R2. La caída de voltaje en la resistencia R2, que está alojada por un diodo, puede considerarse casi constante. Por lo tanto, el ajuste de la corriente inicial y de reposo no afecta el coeficiente de temperatura. Con tal esquema, cuando se calienta, la mente de la corriente de reposo no cambia más del 10-20%. Para que todos los transistores del repetidor del emisor compuesto se coloquen en un radiador general, deben tener alojamientos adecuados para sujeción en el radiador (los transistores en los recintos A-92 no sean adecuados). Por lo tanto, otros tipos de transistores se aplican a la mente, al mismo tiempo más modernos.

En el diagrama del amplificador (Fig. 5), la habilización de dos hectáreas de la corriente de temperatura de la corriente de reposo está alojada por un condensador C12. Este condensador no es obligatorio, aunque tampoco trae ningún daño. El hecho es que entre las bases de datos del repetidor del emisor compuesto, es necesario proporcionar un voltaje de desplazamiento, que debe ser permanente para la corriente silenciosa seleccionada y no dependa de la señal mejorada. En resumen, el componente variable del voltaje en el dos polo, así como en las resistencias R26 y R29 (Fig. 5) debe ser cero. Por lo tanto, todos estos elementos se pueden cubrir con condensadores. Pero debido a la baja resistencia dinámica del dos polo, así como los bajos valores de la resistencia de estas resistencias, la presencia de contenedores de derivación afecta muy débilmente. Por lo tanto, no se requieren estos contenedores, especialmente porque sus tasas deben ser bastante grandes (aproximadamente 1 μF y 10 μF, respectivamente) para la derivación R26 y R29).

Transistores de salida La mente es reemplazada por transistores CT8101A, CT8102A, que tienen un mayor frecuencia de límite Coeficiente de transmisión actual. W. transistores poderosos El efecto del coeficiente de transmisión actual es bastante pronunciado al aumentar la corriente del colector. Este efecto es extremadamente indeseable para la mente, ya que aquí los transistores tienen que trabajar en una producción grande. La modulación del coeficiente de transmisión de corriente conduce a un deterioro significativo en la linealidad de la cascada de salida del amplificador. Para reducir el efecto de este efecto, se aplicó una inclusión paralela de dos transistores en la cascada de salida (y este es el mínimo que puede pagar).

Para inclusión paralela Los transistores para reducir el efecto de dispersar sus parámetros y alinear las corrientes de trabajo, se aplican resistencias de emisores separadas. Para el funcionamiento normal del sistema de protección de sobrecarga actual, se agrega el valor de voltaje máximo en los diodos VD9 a VD9 - VD12 (FIG. 5), ya que es necesario eliminar la caída de dos, pero de cuatro resistencias de emisores.

Otros transistores El repetidor del emisor compuesto es CT850A, KT851A (TOO-220) y KT940A, KT9115A (alojamiento T-126). En el esquema de estabilización del área, se aplica el transistor compuesto KT973A (alojamiento T-126).

Producido y reemplazo UNED en más moderno. La UU U1 principal es reemplazada por AD744, que tiene mayor velocidad y buena linealidad. OU U2, que opera en el esquema de mantener el potencial de cero en la salida OMPC, se sustituye por OP177, que tiene un desplazamiento bajo de cero (no más de 15 μV). Esto hizo posible abandonar la resistencia de corte del ajuste de desplazamiento. Cabe señalar que debido a las características del circuito AD744, el U2, el U2 debe proporcionar un voltaje de salida cerca de la tensión de alimentación (la salida 8 AU AD744 por voltaje constante es la salida de 4 solo dos transiciones P-N). Por lo tanto, no todos los tipos de precisión son adecuados. En casos extremos, puede aplicar una resistencia de "pull-up" de la OU a -15 V. OU U3, que opera en el esquema de impedancia de los cables de conexión de CA, se reemplaza por el AD711. Los parámetros de este OMA no son tan críticos, por lo que se ha elegido un OU barato con una velocidad suficiente y un desplazamiento bastante bajo.

Los divisores de resistencia R49 - R51, R52 - R54 y R47, R48 se agregan al circuito, que sirven para eliminar las señales de corriente y voltaje para el circuito de medición de energía.

Implementación modificada cadenas de tierra. Dado que ahora todos los canales de amplificador se ensamblan completamente en la misma placa, la necesidad de múltiples carcasas, que deben estar conectadas en un punto en el chasis. Topología Especial tarjeta de circuito impreso Proporciona excavación en forma de estrella de cadenas de tierra. La estrella de la Tierra está conectada por un conductor con una salida común de la fuente de alimentación. Cabe señalar que tal topología es adecuada solo con fuentes totalmente separadas de canales izquierdo y derecho.

En el esquema de amplificador de longitud de onda original para corriente variable cubiertas I. contactos de relevoque conecta la carga. Esta medida se adopta para reducir la influencia de la no linealidad de los contactos. Sin embargo, hay problemas con el trabajo de protección en el componente constante. El hecho es que cuando se enciende el amplificador, la alimentación se suministra anteriormente de lo que se enciende el relé de carga. En este momento, una señal puede estar presente en la entrada, y el coeficiente de transmisión del amplificador debido al bucle de retroalimentación roto es muy grande. En este modo, la mente limita la señal, y el esquema de compensación de voltaje de desplazamiento generalmente no puede mantener el valor mental del componente constante en la salida. Por lo tanto, incluso antes de conectar la carga, se puede encontrar que un componente constante está presente en la salida, y luego funcionará el sistema de protección. Eliminar este efecto es muy fácil si usa relés con contactos conmutables.

Los contactos normalmente cerrados deben cerrar el bucle OEO de la misma manera que se abre. Al mismo tiempo, cuando el relé está trigado, la retroalimentación resulta que se rompa solo por un tiempo muy corto, durante el cual todos los contactos están abiertos con el relé. Durante este tiempo, la protección relativamente inercial en el componente constante no tiene tiempo para trabajar. En la Fig. 7 muestra el proceso de conmutación de un relé tomado por un osciloscopio digital. Como se puede ver, después de 4 ms, después de suministrar el voltaje al devanado del relé, se bloquean los contactos cerrados normales. Aproximadamente después de otros 3 ms, normalmente se cierran los contactos abiertos (con un rebote notable, que dura aproximadamente 0,7 ms). Por lo tanto, en el vuelo "Los contactos son de aproximadamente 3 ms, en ese momento se romperá la retroalimentación.

Higo. 7. El proceso de conmutación del relé AJS13113.

Esquema de protección Totalmente reciclado (Fig. 8). Ahora se coloca en la placa principal. Por lo tanto, cada canal tiene su propio esquema independiente. Es algo redundante, pero cada placa básica es completamente autónoma y es un amplificador monófónico completo. Parte de las funciones de protección lleva un microcontrolador, pero para aumentar la confiabilidad, el conjunto suficiente se implementa por hardware. En principio, la placa del amplificador puede funcionar en absoluto sin un microcontrolador. Dado que la mente tiene una fuente de alimentación por separado, el esquema de protección está impulsado por él (nivel + 12V). Esto hace que el comportamiento del esquema de protección sea más predecible en un accidente de una de las principales fuentes de energía.

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Higo. 8. Esquema de protección del amplificador.

Protección de sobrecarga actual Incluye disparador recolectado en transistores VT3, VT4 (Fig. 5), que se incluye al abrir el transistor VT13. VT13 recibe una señal del sensor actual y se abre cuando el valor del conjunto R30 está configurado por el valor del R30 establecido por la resistencia actual. El disparador apaga los generadores actuales VT5, VT6, que conduce a bloquear a todos los transistores del repetidor del emisor compuesto. El voltaje cero en la salida se mantiene en este modo utilizando la resistencia R27 (Fig. 5). Además, la condición del gatillo se lee a través de la cadena VD13, R63 (Fig. 8), y cuando se enciende, se instala un nivel lógico bajo en las entradas del elemento lógico U4D. El transistor VT24 proporciona una salida de colector abierta para una señal de IOF (Fallo de salida), que es entrevistada por un microcontrolador.

Protección contra el componente constante. Implementado en los transistores VT19 - VT22 y elementos lógicos U4B, U4A. La señal de la salida del amplificador a través del divisor R57, R59 entra en el VDNCH R58C23 con una frecuencia de rebanada de aproximadamente 0,1 Hz, lo que resalta el componente constante de la señal. Si aparece un componente constante de la polaridad positiva, se abre el transistor VT19, incluido de acuerdo con el esquema OE. A su vez, abre el transistor VT22, y aparece un alto nivel lógico en las entradas del elemento lógico U4B. Si aparece un componente constante de la polaridad negativa, el transistor VT21 se abre incluido con OB. Tal asimetría es una medida forzada asociada con nutrición unipolar Esquemas de protección. Para aumentar el coeficiente de transmisión actual, se aplican los transistores de transistores VT21, VT20 (OK). Además, como en el primer caso, se abre el transistor VT22, etc. Un transistor VT23 está conectado a la salida del elemento lógico U4A, que proporciona una salida de colector abierta para DCF (FALLO DE CC).

Protección contra la desaparición del voltaje de la red. Contiene rectificador auxiliar (Fig. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), que tiene un filtro de suavizado con una constante de tiempo muy pequeña. Si se producen varios períodos de voltaje de red, la tensión de salida del rectificador cae, y se establece un nivel lógico bajo en las entradas del elemento lógico U4C (Fig. 8).

Las señales lógicas de los tres esquemas de defensa descritos anteriormente están ingresando al elemento "o" U5C, en la salida de la cual se forma un nivel lógico bajo en caso de activar cualquiera de los esquemas. Al mismo tiempo, el condensador C24 se descarga a través del diodo VD17, y aparece un nivel lógico bajo en las entradas del elemento lógico U5B (también en la salida U5A). Esto conduce al cierre del transistor VT27 y desconecte el relé K1. La cadena R69C24 proporciona un retraso mínimo cuando la energía se enciende en caso de que el microcontrolador por alguna razón no forme un retraso inicial. El transistor VT25 proporciona una salida de colector abierta para OKL (OK a la izquierda) o OKR (OK a la derecha). El microcontrolador puede prohibir la conmutación en el relé. Para hacer esto, el transistor VT26 está instalado. Esta característica es necesaria para implementar la protección del programa contra el sobrecalentamiento, el retardo de software en el relé y sincronizar el funcionamiento de los sistemas de protección de los canales izquierdo y derecho.

Interacción de microcontrolador con esquema de protección de hardware Siguiente: Cuando se enciende el amplificador, después de que la tensión de suministro haya alcanzado el valor nominal, el microcontrolador encuesta las señales de protección de hardware OKL y OKR. Todo este tiempo, la conmutación en el relé está prohibida por un microcontrolador manteniendo la señal ENB (Habilitar) en un estado lógico alto. Tan pronto como el microcontrolador reciba señales de preparación, genera un retraso temporal y permite la conmutación en el relé. Durante la operación del amplificador, el microcontrolador supervisa la señal de preparación todo el tiempo. En caso de desaparición de tal señal para uno de los canales, el microcontrolador elimina la señal ENB, apagando el relé en ambos canales. Luego se enciende el estado del estado de protección para identificar el canal y el tipo de protección.

protección contra el sobrecalentamiento Implementado totalmente programáticamente. En el caso del sobrecalentamiento de los radiadores, el microcontrolador elimina la señal ENB, que causa un apagado del relé de carga. El termómetro Dallas DS1820 está consagrado para medir la temperatura en cada uno de los radiadores. La protección se activa cuando los radiadores de temperatura alcanzan los 59.8 ° C. Un poco antes, a una temperatura de 55.0 ° C, aparece la pantalla mensaje preliminar Sobrecalentamiento: la temperatura de los radiadores se emite automáticamente. La reactivación del amplificador se produce automáticamente cuando los radiadores se enfrían a 35.0 ° C. La inclusión a una temperatura más alta de los radiadores es posible solo manualmente.

Para mejorar las condiciones de enfriamiento de los elementos dentro de la carcasa del amplificador, un pequeño tamaño ventiladorque se encuentra en el panel posterior. Se aplica un ventilador con un motor INSCOLETON. corriente continua Con un voltaje de suministro nominal de 12 V, diseñado para enfriar el procesador de la computadora. Como hay un poco de ruido cuando el ventilador está funcionando, lo que puede ser notable en pausas, se utiliza un algoritmo de control bastante complejo. A una temperatura de los radiadores 45.0 ° C, el ventilador comienza a funcionar, y cuando los radiadores se enfrían a 35.0 ° C, el ventilador está apagado. En la potencia de salida de menos de 2 W, la operación del ventilador está prohibida para que su ruido sea notable. Para evitar inclusiones periódicas y apagar el ventilador cuando la potencia de salida fluctúa cerca del valor de umbral, el tiempo mínimo de giro del ventilador se limita a los 10 segundos. A una temperatura de los radiadores 55.0 ° C y superior, el ventilador se ejecuta sin apagado, ya que esta temperatura está cerca de una emergencia. Si el ventilador se encendió cuando se ejecuta el amplificador, entonces, cuando el modo "STANDBY" está ingresado, si la temperatura de los radiadores está por encima de 35.0 ° C, el ventilador continúa funcionando incluso en la potencia de salida cero. Esto le permite enfriar rápidamente el amplificador.

Protección de la fuente de poder. También se implementó totalmente programáticamente. El microcontrolador que usa el ADC controla los voltajes de alimentación de ambos canales del amplificador. Este voltaje ingresa al procesador de las juntas principales a través de las resistencias R55, R56 (Fig. 8).

La inclusión de las principales fuentes de energía es constante. Esto es necesario por la razón por la que la carga de rectificadores se descargue completamente con condensadores de filtros, y se producirá un fuerte lanzamiento de corriente con un giro brusco. Este lanzamiento es un peligro para los diodos del rectificador y puede conducir a la combustión de los fusibles. Por lo tanto, cuando se enciende el amplificador, el relé K2 se cerró primero (Fig. 12), y los transformadores están conectados a la red a través de las resistencias restrictivas R1 y R2. En este momento, el umbral para voltajes de suministro medido es el software instalado igual a ± 38 V. Si no se alcanza este umbral de voltaje durante el tiempo establecido, se interrumpe el proceso de alimentación. Esto puede ocurrir si el amplificador de corriente consumido por el circuito actual aumenta significativamente (el amplificador está dañado). En este caso, se indica la indicación del accidente de suministro de energía "UF".

Si se alcanza el umbral de ± 38 V, se activa el relé K3 (Fig. 12), lo que elimina las resistencias de las cadenas primarias de los transformadores principales. Luego, el umbral se reduce a ± 20 V, y el microcontrolador continúa monitoreando los voltajes de suministro. Si durante el funcionamiento del amplificador, la tensión de alimentación cae por debajo de ± 20 V, se activa la protección y el amplificador está apagado. Reducir el umbral en el modo normal de operación es necesario para el "Prepires" de voltaje de suministro bajo carga, se produjo un factor falso de protección.

Esquema esquemático tarjetas de procesador mostrado en la fig. 9. La base del procesador es el microcontrolador AT89C51 Tipo AT89C51 de la firma ATMEL, que funciona en una frecuencia de reloj de 12 MHz. Para aumentar la confiabilidad del sistema, se aplica un supervisor U2, que tiene un temporizador de vigilancia incorporado y un monitor de energía. Para restablecer el temporizador de vigilancia, se usa una línea WD separada, en la que se programó una señal periódica. El programa se construye de tal manera que esta señal estará presente solo si se realiza el controlador de interrupción del temporizador y el ciclo del programa principal. De lo contrario, el temporizador de vigilancia reiniciará el microcontrolador.

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Higo. 9. Diagrama de circuito de la placa del procesador.

La pantalla está asociada con el procesador usando un bus de 8 bits (conectores XP4 - XP6). La visualización de los registros de la tarjeta de visualización utiliza señales C0..C4, que son producidas por el decodificador de direcciones U4. El registro U3 es un pestillo del byte de la dirección más joven, solo se utilizan descargas A0, A1, A2. El byte mayor de la dirección no se usa en absoluto, lo que hizo posible liberar el puerto P2 para otros fines.

Cuando hace clic en los botones de control, se generan señales de sonido. Para hacer esto, use la línea BPR a la que se conecta la tecla Transistor VT1 al emisor dinámico HA1.

Los canales principales y correctos están conectados a la placa del procesador utilizando conectores XP1 y XP2, respectivamente. A través de estos conectores, las señales de estado del sistema de protección de la corriente de IOF y la protección contra el componente constante en la salida del amplificador DCF se alimentan. Estas señales son comunes a los canales izquierdo y derecho, su asociación es posible debido a las salidas del esquema de protección con colectores abiertos. Las señales de preparación del sistema de protección OKL y OKR están separadas a través de los canales para que el procesador pueda identificar el canal en el que ha funcionado el esquema de protección. La señal ENB que proviene del procesador al sistema de protección permite la conmutación en el relé de carga. Esta señal es común para dos canales, que sincronizan automáticamente la operación de dos relés.

Las líneas TRR y TRL se utilizan para leer los termómetros instalados en los radiadores del canal derecho e izquierdo, respectivamente. La temperatura medida por termómetros se puede mostrar en la pantalla si el modo de indicación correspondiente está habilitado. Se indica el valor máximo de la temperatura de dos para los canales izquierdo y derecho. El valor medido también se usa para la implementación del programa de protección contra sobrecalentamiento.

Además, los conectores XP1 y XP2 tienen señales WUR, WID, WUL y WIL que utilizan el circuito de medición de potencia de salida.

El tablero del procesador de la fuente de deber a través del conector XP3 está alimentado. Se utilizan 4 niveles para alimentar: ± 15 V, +12 V y +5 V. Los niveles ± 15 V se desconectan al cambiar al modo de trabajo, y los niveles restantes están siempre presentes. El consumo de niveles +5 V y +12 V en el modo de espera se minimiza debido a la desconexión del software de los consumidores principales. Además, las señales lógicas de control múltiple llegan a través de este conector en la fuente de servicio de la fuente de alimentación: PEN: controla la fuente de alimentación de servicio, Rex: incluye el relé de los sockets externos, RP1 y RP2, incluyen el relé de la fuente de alimentación principal, ventilador - Incluye un ventilador. La nutrición de los esquemas de protección que se encuentran en los tableros principales se lleva a cabo desde la placa del procesador con el nivel de +12 V, y la potencia del tablero de pantalla, el nivel de +5 V.

Para medir la potencia de salida y el tipo AD7896 de 12 bits AD7896 tipo AD7896 se utiliza para monitorear los voltajes de la fuente de alimentación. Un ADC de un canal no es suficiente, por lo tanto, el interruptor U5 se usa en la entrada (ADC de 8 canales, por ejemplo, se aplicaría el tipo AD7888. Los datos se leen del ADC en forma secuencial. Para esto, se utilizan las líneas SDATA y SCLK (RELOJ). Iniciar el proceso de conversión se realiza mediante la señal de inicio. Como fuente de soporte y, al mismo tiempo, un estabilizador de voltaje, el ADC se usa REF195 (U7). Dado que en el modo de espera, la tensión de alimentación ± 15 V se desactiva, todas las señales lógicas están conectadas al ADC a través de las resistencias R9 - R11, que limitan el posible lanzamiento de corriente al cambiar al modo de trabajo y la espalda.

De las ocho entradas de conmutación, se utilizan seis: dos para medir la energía, cuatro para controlar los voltajes de potencia. El canal requerido se selecciona usando AX0, AX1, líneas de direcciones AX2.

Considerar esquema de medición de energía Canal izquierdo. El esquema aplicado proporciona multiplicación de corriente y voltaje de carga, por lo que la impedancia de la carga se tiene en cuenta automáticamente y las lecturas siempre corresponden a la potencia activa real en la carga. A través de los divisores de resistencia R49 - R54, ubicados en la placa principal (Fig. 5), el voltaje de los sensores de corriente (resistencias de emisores de los transistores de salida) ingresa al amplificador diferencial U8A (Fig. 9), que selecciona la señal actual. Desde la salida de U8A a través de la resistencia de recorte R17, la señal ingresa a la entrada y del multiplicador analógico U9 Type K525PS2. La señal de voltaje se elimina simplemente del divisor y entra en la entrada del multiplicador analógico X. En la salida del multiplicador, se instala el R18C13, que selecciona una señal, proporcional a la potencia de salida cuasipítica con un tiempo de integración de aproximadamente 10 ms. Esta señal llega a una de las entradas del interruptor, luego en el ADC. El diodo VD1 protege la entrada del interruptor del voltaje negativo.

Para compensar el desplazamiento inicial del cero de los multiplers, cuando se enciende el amplificador (cuando el relé de carga no está encendido, y la potencia de salida es cero), hay un proceso de calibración automática cero. El voltaje de desplazamiento medido para un trabajo adicional se deduce de las lecturas de ADC.

El poder en los canales izquierdo y derecho se mide por separado, y se indica el valor máximo a través de los canales. Dado que el indicador debe mostrar una potencia de salida quásipic y media, así como los valores indicados, deben ser convenientes para la percepción, medirse utilizando los valores de ADC están sujetos a procesamiento de software. Las características de tiempo del medidor de nivel de potencia se caracterizan por el tiempo de integración y el tiempo inverso. Para un medidor de potencia cuasípico, el tiempo de integración se especifica mediante una cadena de filtrado de hardware y es de aproximadamente 10 ms. El medidor de potencia promedio difiere solo por un aumento del tiempo de integración, que se implementa de manera programática. Al calcular la potencia promedio, se utiliza un promedio móvil de 256 puntos. El tiempo inverso en ambos casos se especifica programáticamente. Para la conveniencia de leer las lecturas, esta vez debe ser relativamente grande. En este caso, la carrera inversa del indicador se implementa restando 1/16 del código de energía actual una vez en 20 ms. Además, la indicación se lleva a cabo con valores máximos dentro de 1,4 segundos. Dado que las lecturas de indicador de actualización demasiado frecuentes se perciben mal, la actualización se produce cada 320 ms. Para no perderse el siguiente pico y mostrarlo sincronamente con la señal de entrada, cuando se detecta el pico, se produce una actualización extraordinaria de las lecturas.

Como se mencionó anteriormente, la mente usa común con un pre-amplificador. control remotoque funciona en el estándar RC-5. El receptor del sistema de control remoto de tipo SFH-506 está ubicado en el tablero de pantalla. A partir de la salida del fotodetector, la señal entra en la entrada SER (INT1) del microcontrolador. El código RC-5 de decodificación es programáticamente. El número del sistema utilizado - 0ah, el botón "STANDBY" tiene código 0CH, el botón "Pantalla" - 21H, el botón "MODO" - 20H. Si es necesario, estos códigos se pueden cambiar fácilmente, ya que se usa la tabla de transcodificación, que se puede encontrar al final del texto de origen del programa Microcontroller.

Sobre el tablero de visualización (Fig. 10) Hay dos indicadores de dos dígitos de siete segmentos HG1 y HG2 tipo LTD6610E. Son gestionados por registros paralelos U1 - U4. La indicación dinámica no se utiliza, ya que esto puede causar un mayor nivel de interferencia.

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Higo. 10. Concepto de tablero de indicación.

El registro U5 sirve para controlar los LED. Una resistencia restrictiva se incluye en consistencia con cada segmento y con cada LED. OC Las entradas de todos los registros se combinan y se conectan a la señal de la pluma del microcontrolador. Durante el restablecimiento y la inicialización de los registros, esta señal está en un estado de alto nivel lógico. Esto evita la ignición accidental de la indicación durante los procesos de transición.

En la placa pantalla, también se instalan los botones de control SB1 - SB6. Están conectados a las líneas de bus de datos y para devolver la línea. Diodos VD1 - VD6 Prevent cortocircuito Líneas de datos mientras presiona dos o más botones. Al escanear el teclado, el microcontrolador utiliza el puerto P0 como un puerto de salida simple, formando cero en su línea. Al mismo tiempo se entrevistó la línea Ret. De esta manera, el código es presionado por el botón.

Junto a los indicadores bajo el vidrio protector común, hay un fotodetector integrado del control remoto U6. La señal de la salida del fotodetector a través del conector XP6 entra en la entrada del microcontrolador de servicio (INT1).

Fuente de servicio (Fig. 11) proporciona 4 niveles en la salida: +5 V, +12 V y ± 15 V. Los niveles ± 15 V en el modo de espera están desconectados. La fuente utiliza un pequeño transformador toroidal, enrollado en un núcleo de 2x20x25 mm. El transformador de deber tiene un gran suministro de energía, así como el número de giros en el voltio seleccionado más calculado. Gracias a estas medidas, el transformador prácticamente no se calienta, lo que aumenta su fiabilidad (debería funcionar continuamente durante toda la vida útil del amplificador). Los datos de bobinado y el diámetro del cable se enumeran en el diagrama. Las características de voltaje de estabilizadores no tienen. Las fichas de estabilizadores U1 y U2 se instalan en un pequeño radiador total. Para desactivar los niveles de las teclas de ± 15 V en los transistores VT1 - VT4, que están controlados por la señal de la pluma que proviene de la placa del procesador.

Higo. 11. Placa de circuito esquemático de la fuente de alimentación de servicio.

Además de los estabilizadores de voltaje, las teclas de los transistores VT5 - VT12 se instalan en la fuente de servicio de la fuente de alimentación para el control del relé y el ventilador. Dado que los microcontroladores de la familia MCS-51 durante la señal de reinicio, los puertos están en un estado de alto nivel lógico, todos los actuadores deben incluirse en un nivel bajo. De lo contrario, habrá respuestas falsas en el momento del poder en o en el caso de un temporizador de vigilancia. Por esta razón, no se pueden aplicar solo las llaves. transistores N-P-N Con un chip de conductores OE o ULN2003 y similares.

Relé, fusibles y resistencias restrictivas se encuentran en tablero de relé (Fig. 12). Conexión de todos los cables de red se realiza a través del terminal de tornillo. Cada transformador principal, un transformador de deber y un bloque de zócalos externos tienen fusibles separados. Por razones de seguridad, los zócalos externos están desconectados por dos grupos de contacto de relé K1 que explotan ambos cables. Los principales transformadores tienen una eliminación de la mitad del devanado primario. Esta eliminación se puede usar para obtener voltaje de 110 V para alimentar otros componentes del complejo. Los aparatos correspondientes a la norma de los EE. UU. Son algo más baratos que los multisistemas, por lo que a veces se encuentran en nuestro territorio. En la tarjeta de relé, hay puntos desde donde puede eliminar 110 V, pero en la versión base, este voltaje no se usa.

Higo. 12. Relé de placa de circuito esquemático.

Diagrama de conexiones de bloques en amplificador de chasis Mostrado en la fig. 13. Los devanados secundarios de los transformadores principales T1 y T2 están conectados rectificadores de puentes rectos recolectados en diodos VD5 - VD12 Tipo CD2997A. Los condensadores de filtro con una capacidad total de más de 100,000 μF están conectados a la salida de los rectificadores. Tal altas capacitores de capacitancia son necesarios para obtener un nivel bajo de ondulaciones y mejorar la capacidad del amplificador para reproducir señales de pulso. Con los condensadores de filtro, la tensión de alimentación es de ± 45 B se suministra a las placas de amplificador principal. Además, hay rectificadores de baja potencia recolectados en diodos VD1 - VD4, cuyo voltaje de salida se filtra con un tiempo relativamente pequeño constante por condensadores C1 y C2. A través de las resistencias R1 y R2, el voltaje de salida de estos rectificadores auxiliares se alimenta a los esquemas de protección que se ensamblan en los refuerzos principales del amplificador. Cuando se retiran múltiples semiportes del voltaje de la red, la tensión de salida de los rectificadores auxiliares cae, que se detecta por los esquemas de protección, y el relé de carga se desconecta. En este momento, el voltaje de salida de los rectificadores principales sigue siendo bastante grande debido a los condensadores de una gran capacidad, por lo que el proceso transitorio en el amplificador no comienza con la carga conectada.

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Higo. 13. Diagrama de conexión de los bloques del amplificador.

Para el diseño del amplificador de potencia y diseño No menos importante que los circuitos. El principal problema es que los transistores de fin de semana requieren un disipador de calor efectivo. Con un método de enfriamiento natural, esto se vierte en radiadores masivos que se convierten en casi los elementos principales del diseño. Un diseño común, cuando la pared trasera sirve simultáneamente con el radiador, no se ajusta, desde entonces, la espalda no hay lugar para instalar los terminales y conectores necesarios. Por lo tanto, en la mente descrita, se seleccionó un diseño con una disposición lateral de radiadores (Fig. 14):

Higo. 14. El diseño general del amplificador.

Los radiadores están algo elevados (esto se ve claramente en la FIG. 4), lo que garantiza su mejor refrigeración. Los tableros de amplificadores básicos se fijan en paralelo a los radiadores. Esto minimiza la longitud de los conductores entre la placa y los transistores de salida. Otros elementos generales del amplificador son transformadores de red. En este caso, se aplican dos transformadores toroidales, que se instalan entre sí en la pantalla general de la forma cilíndrica. Esta pantalla toma una parte significativa del volumen interno de la carcasa del amplificador. Los rectificadores principales se instalan en el radiador general, que se encuentra verticalmente en la parte posterior de la pantalla del transformador. Los condensadores de filtro se encuentran debajo del chasis del amplificador y se cierran con una paleta. También hay una tarifa de retransmisión. El deber de la fuente de alimentación se fija en un soporte especial cerca del panel posterior. Los tableros de procesador y pantalla se encuentran en el grosor del panel frontal, que tiene una sección transversal de caja.

Al desarrollar un diseño de amplificador, se prestó mucha atención al diseño tecnológico y la conveniencia del acceso a cualquier nodo. En más detalle, con el diseño del amplificador se puede encontrar en la FIG. 15 y 18:

Higo. 15. Ubicación de los nodos del amplificador en la forma ensamblada.

La base de la carcasa del amplificador es chasis de aleación de aluminio D16T 4mm de espesor (4 en la Fig. 18). Al chasis se adjuntan radiadores (1 en la Fig. 18) que se erigen desde una placa de aluminio o fundición. El área requerida de los radiadores depende en gran medida de las condiciones de funcionamiento del amplificador, pero no debe ser inferior a 2000SM 2. Para facilitar el acceso a las tarifas del amplificador, los radiadores se fijan en el chasis utilizando los bucles (10 en la FIG. 18), lo que permite que los radiadores aparezcan. Para que esto los conectores de entrada y salida de los cables no interfieran, el panel posterior se rompe en tres partes (Fig. 4). La parte media se fija con el soporte en el chasis, y las dos piezas laterales se fijan en los radiadores. Los conectores se instalan en las partes laterales del panel, que se plegan junto con los radiadores. Por lo tanto, el conjunto del radiador es una mente monófónica que está conectada solo con cables de alimentación y un cable de control plano. En la Fig. 18 Los radiadores para mayor claridad se recolectan parcialmente, y el panel trasero no se desmonta.

Amplificador de tableros básicos Los radiadores también se fijan en los radiadores con la ayuda de bucles (12 en la FIG. 18), lo que les permite capturar, obtener acceso al lado de la soldadura. El eje de rotación de la placa pasa a través de los orificios para conectar los cables de los transistores de salida. Esto hizo posible prácticamente no aumentar la longitud de estos cables, al mismo tiempo que abandonó la tarifa. Los puntos de fijación superior de las tablas son bastidores roscados convencionales con una altura de 15 mm. Se realiza el cableado de placas principales de un solo lado del canal izquierdo y derecho. espejo (Fig. 16), lo que hizo posible optimizar los compuestos. Naturalmente, el espejo de la topología no está completo, ya que se utilizan los elementos, que no se pueden ubicar simplemente reflejados (chip y relé). El dibujo da una idea ejemplar de la topología de las juntas, la topología de todas las juntas está disponible en el archivo (consulte la sección de descarga) como archivos en formato PCAD 4.5.

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Higo. 16. Cableado de las tarjetas de amplificador principal.

En cada radiador 1 (Fig. 17) hay una superficie lisa 2, que se procesa después de la negrura. En él, nueve transistores 4 instalados a través de las almohadillas de cerámica 2.

Higo. 17. El diseño de los radiadores:

Los estudios han demostrado que la MICA, y las juntas elásticas más modernas, no tienen suficiente conductividad térmica. El mejor material para almohadillas de aislamiento es una cerámica basada en Beo. Sin embargo, para los transistores en casos de plástico, tales juntas casi nunca se encuentran. Los resultados bastante buenos lograron obtener juntas de sustratos de chips híbridos. Esta es una cerámica rosa (desafortunadamente, el material definitivamente no se conoce, lo más probable es que algo se base en Al 2 O 3). Para comparar la conductividad térmica de diferentes juntas, se recolectó un soporte en el que se fijaron dos transistores idénticos en el caso T-220 en el radiador: uno directamente, el otro, a través de la junta subyacente. La base actual en ambos transistores fue la misma. El transistor en la junta disipó la potencia de aproximadamente 20W, y el otro transistor de potencia no se disipó (el colector no suministró voltaje). Se midió la diferencia en las cataratas del B-E en dos transistores, y para esta diferencia se calculó la diferencia en las temperaturas de transición. Para todas las juntas utilizadas, la pasta conductora de calor, sin ella, los resultados fueron peores e inestables. Los resultados de la comparación se presentan en la tabla:

Los transistores de salida se presionan con superposiciones 5, los transistores restantes se unen con tornillos. No es muy conveniente, ya que se requiere la perforación de las juntas cerámicas, que se puede hacer solo con simulacros de diamantes, e incluso con gran dificultad.

Un termómetro 9 se instala junto a los transistores. A medida que se muestra la experiencia, cuando los termómetros DS1820 se unen a su cuerpo, es imposible tener una gran presión, de lo contrario, las lecturas se distorsionan y es muy significativa (es mejor que Pegue con pegamento con alta conductividad térmica).

Bajo los transistores en el radiador 6 se fija. En el reverso de esta placa, faltan los conductores, por lo tanto, se puede fijar directamente a la superficie del radiador. Los hallazgos de todos los transistores se soldan a los terrenos en la parte superior del tablero. Los compuestos de la placa con la placa principal se realizan cables cortos que están deprimidos en remaches huecos 7. Para que los remaches no cierren el radiador, tiene un receso 8.

Transformadores toroidales básicos (7 en la Fig. 18) a través de juntas elásticas instaladas entre sí. Para reducir la presentación de transformadores a otro equipo (cubierta de cassette, por ejemplo), se recomienda que los transformadores se coloquen en la pantalla de acero recocido con un espesor de al menos 1,5 mm. La pantalla es un cilindro de acero y dos tapas tiradas por un pin. Para evitar la apariencia de un giro cortocircuitado, la cubierta superior tiene una manga dieléctrica. Sin embargo, si se supone que opera la mente en una gran potencia promedio, entonces las aberturas de ventilación deben proporcionarse en la pantalla o abandonar la pantalla en absoluto. Parecería, para la compensación mutua de los campos de dispersión del transformador, es suficiente simplemente encender sus devanados primarios de anti-fase. Pero en la práctica, esta medida es muy ineficaz. El campo de dispersión del transformador toroidal, con la simetría axial aparente, tiene una distribución espacial muy compleja. Por lo tanto, el rescate contiene uno de los devanados primarios conduce a un debilitamiento del campo de dispersión en un punto del espacio, pero para fortalecer a otro. Además, la configuración del campo de dispersión depende significativamente de la carga del transformador.

Higo. 18. Amplificador básico Nodos:

1 - Radiadores	12 - Tableros de sujeción de bucle
2 - Tableros básicos de amplificador.	13 - Rack de sujeción del tablero
3 - Zona de juegos en el radiador para la instalación de transistores.	14 - Conector de cable de control (de la placa de procesador)
4 - placa de rodamiento	15 - Cable de la liberación de extra. Rectificador
5 - Placa de rodamiento del panel frontal	TRANSFORMERO DE 16 TRABAJOS EN PANTALLA
6 - Panel frontal de la caja.	Tablero de suministro de energía de 17
7 - Transformadores básicos en la pantalla.	18 - estabilizadores de voltaje del radiador
8 - Rectificador de diodos radiadores.	19 - Cables de control de relevo
9 - Fuente de alimentación a las tasas	20 - Panel trasero
10 - Cierre de radiadores en el bucle.	21 - Terminales de salida
11 - soporte de montaje del radiador	22 - Conectores de entrada

Para el transformador de potencia, la mente se presenta por requisitos muy estrictos. Esto se debe al hecho de que se carga en el rectificador con condensadores de filtros muy grandes. Esto lleva al hecho de que se consume de sinuoso secundario El transformador actual está pulsado, y el valor de la corriente en el pulso es muchas veces más que la corriente promedio consumida. Las pérdidas en el transformador permanecen bajas, los devanados deben ser muy pequeños. resistencia activa. En otras palabras, el transformador debe estar diseñado para una potencia significativamente mayor que el promedio se consume. En los amplificadores descritos, se aplicaron dos transformadores toroidales, cada uno de los cuales se enrolla en el núcleo de 110x60x40 mm de la cinta de acero E-380. Los devanados primarios contienen 2x440.

UMPS con un sistema de control de microcontrolador
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